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第31卷第12期 舰船科学技术 V01．31，No．12 2009年12月 SHIPSCIENCEANDTECHNOLOGY Dec，，2009 大功率逆变电源IGBT关断电压尖峰抑制研究 柳 彬，吴浩伟，孙朝晖，徐正喜 武汉第二船舶设计研究所，湖北武汉430064 摘
分析了大功率逆变电源IGBT关断时产生电压尖峰的机理，并对影响电压尖峰的丰要因素进行了分 析。通过应用叠层复合母排口r以降低主电路母线的分布电感，设计合理的吸收电路能够改善开关器件的开关轨迹， 抑制尖峰电压，使开关器件运行在町靠的工作范围内。仿真结果验证了吸收电路的有效性。 关键词： 逆变电源；电压尖峰；分布电感；母排；吸收电路 中图分类号：TM46 文献标识码： A 文章编号：
62―04 ofrestrainIGBT Researchonmethods switching-offvoltagepulse in inverter high-power LIU Bin，WUHao―wei，SUNZhao―Hui，XU Zheng―xi Second andResearch WuhanShipDesign Institute，Wuhan430064，China ofIGBT in inver￡eris Abstract：Thetheory switching―offvoltagepulsehigh―power arising proposed inthis main thatcause isalso meansofthe paper，theaspects switching―offvoltagepulse analyzed．By of busbarstoreducethedistributedinductanceinthemain the applicationmulti―layer bus，andproper ofsnubbercircuitstomoderatethe willbe design switchinglocus，theswitching―offvoltagepulse restrained， 90thatthe couldruninareliable simulationresults the devices switching operationranges．The prove ofsnubbercircuits． validity circuits words： inductance；busbar；snubber Key inverter；voltagepulse；distributed Area安全工作区域 ，从而对逆变电源的正 Operation
言 常运行构成威胁川。 自20世纪80年代以来，以IGBT为代表的双极本文对大功率逆变电源IGBT关断时产生电压
型复合器件的迅速发展，使得电力电子器件沿着高电 尖峰的机理进行了说明，并对
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28V直流输入过压浪涌电路抑制方法研究
1.引言　　直流电源是最早使用在飞机上的一种电源。其额定电压为，稳态变化范围18～36V。在航空直流电源中要求用电负载能够承受80V/50ms 的过压浪涌和8V/50ms的欠压浪涌。电压浪涌多发生于大发电机开关、发动引擎、瞬变负载等情况下，如突卸或突加负载会引起发电机汇流条电压短时升高或下降，从而产生过压浪涌或欠压浪涌。这些浪涌电压通常出现在配电总线处，本文所指浪涌均为过压浪涌。浪涌电压大大地超过稳态电源电压，当它袭击到用电设备上时，往往造成误操作和设备的损坏，可能使整个系统停顿、通信中止。　　鉴于上述提到的浪涌的危害性，为了保护这些用电设备，防止受浪涌电压冲击而损坏，必须在直流电源电子设备的设计中，考虑浪涌的影响，增加防护措施，设计有效的抗，对电子设备的电源电路进行防浪涌处理。由于80V/50ms 过压浪涌的伏秒积很大，所以不能简单地用传统的储能方式来抑制，否则电感和电容元件将会太大。　　2.原理与设计　　本文总结了部分尖峰浪涌抑制的方法，具体介绍如下：　　2.1 无源浪涌抑制器浪涌抑制器最基本的使用方法是直接将电压箝位器件与被保护的用电设备并联，以便对超过被保护设备预定电压值的情况进行能量转移。其中，电压箝位器件主要有压敏电阻和瞬态电压抑制器等。在正常情况下，电源电压的波动范围低于箝位器件的动作电压，入情况下，Zs 上也存在压降，增加了损耗。箝位器件无反应，相当于开路;当电源出现浪涌时，一旦浪涌电压高于箝位器件的动作电压，箝位器件快速导通，将电源电压限制在安全范围内，从而起到保护用电设备的作用。　　2.1.1 氧化锌(ZnO)压敏电阻　　ZnO压敏电阻器是一种以ZnO 为主体、添加多种金属氧化物、经典型的电子陶瓷工艺制成的多晶半导体陶瓷元件。压敏电阻的伏安特性如图1 所示，它与两只特性一致的背靠背连接的稳压管性能基本相同。压敏电阻在电路中通常并联在被保护电器的输入端，如图2 所示。图中，Zs 的作用是限制过压时的电流，压敏电阻的Zv 与电路总阻抗构成分压器，因此压敏电阻的限制电压为当压敏电阻两端所加电压在标称电压内时，其阻值几乎为无穷大，处于高阻状态，漏电流远小于50μA;当它两端电压超过额定电压时，其阻值急剧下降，压敏电阻导通，工作电流增加几个数量级，反应时间为毫秒级。由此可见，Zv 在瞬间流过很大的电流，Zs 上将承受浪涌电压中大部分电压，而使得用电器的两端电压比较稳定，因此能起到保护作用[2]，但在正常输入情况下，Zs 上也存在压降，增加了损耗。2.1.2 瞬态电压抑制器　　另一种浪涌抑制元件是瞬态电压抑制器(TVS)。当TVS 两极受到反向瞬态高能量冲击时，它能以10-12s量级的速度，将其两极间的高阻抗变为低阻抗，迅速吸收高达数千瓦数量级的浪涌功率，使两极间的电压箝位于一个预定值，有效地保护电子线路元器件免受各种形式的浪涌脉冲的损害[2]。瞬态电压抑制器具有体积小，安装尤其方便，响应时间快、瞬态功率大、漏电流低，击穿电压偏压小，箝位电压易控制等特点。TVS 二极管有下列不同功率可选择：(ProTek 公司)TVS二极管允许的正向浪涌电流在250°C 时，可达50～200A，但抑制时间最长仅能达到10ms，所以TVS 对于80V/50ms 的连续浪涌电压，不能起到良好的抑制效果。另外，由于电压箝位器件是对浪涌电压的能量进行吸收，经常承受大功率浪涌冲击，会加快器件老化，工作一定时间后，性能和可靠性下降，保护能力减弱，导致自身和用电设备都可能受浪涌冲击而损坏。　　2.2 有源浪涌抑制电路　　为了避免浪涌抑制器件长时间受到大功率的浪涌冲击而损坏，所以不考虑并联吸能的方式，而是采用一个功率开关器件来控制电源输入，如图3 所示。在此原理基础上，提出了三种有源浪涌抑制电路。　　2.2.1 Buck 型浪涌抑制电路　　Buck 型浪涌抑制电路由Buck 主电路和控制电路组成。如图3 所示，其中R1、R2 采样输入电压得到电压Vf，R3、R4 采样输出电压得到电压Vr。具体控制原理如下：采样电压Vf 与基准电压V10，经由比较器cmp1 进行比较，输出信号INH;采样电压Vr与三角波经过比较器cmp2，输出信号Vv;信号INH与Vv 通过或门运算，输出信号Dr，用于控制主电路中功率管，达到抑制浪涌电压的目的。图4 和图5 为仿真波形，由仿真分析可见，当输入电压为28V 时，输出电压为27.9V;当输入电压超出36V 后，随着输入电压增大，占空比减小，抑制输出电压的增大，当输入电压为80V 浪涌电压时，输出电压可抑制在40V。该电路优点：Q1 工作在开关状态，损耗小;缺点是增加了两个主电路器件，体积尺寸增大。正常电压下主负载电流流过两个新增器件(Q1，L1)，影响正常状态下系统效率。不过可以通过提高开关频率来减小电感尺寸。　　2.2.2 双晶体管控制型浪涌抑制电路　　双晶体管控制型浪涌抑制电路如图6 所示，功率器件Q1 采用P 沟道MOS 管，稳压二极管D1 的作用是保护Q1 栅源电压在安全范围之内，防止击穿。双晶体管控制型浪涌抑制电路类似于一个降压型开关稳压电路，输出电压的变化实时反馈到前端，控制功率管Q1 处于线性状态或开通状态，以保证输出电压稳定在一定范围之内，消除了浪涌电压的冲击。当输入电压正常时，R5、R6 分压值小于Q3 基极导通电压，Q3 截止;Q2 基极电压等于射极电压，Q2 截止;R1、R2 分压使Q1 栅源极电压大于导通电压，此时Q1 导通，电源通过Q1 对用电设备正常供电。当电源出现浪涌时，浪涌电压对C1 进行充电，当C1 电压高于浪涌保护电压值时，R5、R6 分压值大于Q3基极导通电压，Q3 处于线性放大区，Q2 导通，Q1 截止，断开电源，此时依靠C1 维持用电设备供电。当C1 端电压下降到正常范围内时，R5、R6 分压值小于Q3 基极导通电压，Q3 截止，Q2 也截止，Q1 导通，恢复电源供电。　　图7 和图8 为仿真波形，由仿真分析可见，当输入电压为28V 时，输出电压为27.9V;当输入电压超出36V 后，随着输入电压增大，功率管上承受的压降增加，抑制输出电压的增大，当输入电压为80V 浪涌电压时，输出电压可抑制在40V。　　优缺点分析：该电路结构简单，但是P 沟道MOS管导通电阻较大，影响正常状态下的效率。2.2.3 电荷泵驱动型浪涌抑制电路如图9 所示的电荷泵驱动型浪涌抑制电路，是在Vicor 公司的产品V24A28C400AL 采用的滤波器
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南瑞继保 丁久东等：柔性直流输电对交流系统负序保护元件影响
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0引言柔性直流输电是一种新型的直流输电技术，其特点是采用基于全控型器件的电压源型换流器和脉宽调制技术进行直流输电。柔性直流输电很适合应用于可再生能源并网、分布式发电并网、孤岛供电、城市电网供电、异步交流电网互联等领域，目前世界上已有多项柔性直流输电工程投入商业化运行。与传统交流系统相比，柔性直流输电系统表现出与交流系统迥异的电气特征，并且柔性直流系统与交流系统相互影响。由于柔性直流系统是基于全控型半导体器件，其调节速度快，交流系统的扰动对其影响可以忽略不计。柔性直流系统的接入，可能会引发交流系统的电气特征变异，如果交流系统继电保护配置不合理或者定值整定不合理，严重情况下会导致继电保护装置的误动或者拒动。目前的研究主要集中在常规直流与交流系统互相影响以及交流系统对柔性直流的影响，未见相关文献开展柔性直流对交流保护影响的相关研究。在110kV、220kV电网中，常见的主保护配置有差动保护、纵联距离保护、纵联零序方向保护、纵联负序方向保护。其中差动保护基于基尔霍夫电流定理，相对其他保护元件而言，具有先天的优势，通过比较差动电流和制动电流的关系即可判别出故障是区内还是区外，不受柔性直流系统加入的影响；距离保护基于欧姆定律，同样不受柔性直流系统加入的影响；柔性直流系统在设计的时候往往会通过连接变压器隔离零序分量，因此零序保护不受柔性直流系统加入的影响。本文着重分析柔性直流系统对负序方向保护元件的影响，仿真验证其正确性并提出相应的解决方案。1柔性直流等效模型与控制设计柔性直流输电基于全控型期器件的电压源换流器，可以不依赖于外部交流电压而实现自换相功能，控制灵活，可以根据需要配置合适的控制模式。柔性直流常见的控制策略为矢量控制器，采用矢量控制器的柔性直流换流器都可以等效为图1所示的序网络图，根据叠加定理和欧姆定律，通过对柔性直流换流器输出电压的正负序分量的控制就可以控制柔性直流换流器输出电流的正负序分量。图1 &电压源换流器的正负序网络图由于正负序电流解耦控制器直接对正负序电流分别进行闭环控制，并且负序电流的参考值等于0，当换流站收到扰动使得负序电流不等于0时，负序电流控制环动态调整其输出，使得柔性直流换流器输出电压的负序分量等于交流电网电压的负序分量，从而使得柔性直流换流器输出电流的负序分量等于0；当正序电流不等于其参考值时，正序电流控制环动态调整其输出，从而使得正序电流等于其参考值，因此柔性直流换流器理论上稳态时不会向交流电网故障点注入正序和负序故障电流。2负序方向保护元件建模及其适应性分析负序方向保护元件是110kV、220kV线路的重要保护元件之一，为了分析柔性直流对其的影响，有必要首先对其进行建模。2.1负序方向保护元件建模负序方向保护元件是基于故障后电流电压负序分量的相位关系进行故障点方向判别的元件，用于有负序电流的不对称故障。负序方向保护元件有一灵敏角，称为负序灵敏角，一般负序灵敏角取78°，当负序电压超前负序电流的角度在负序灵敏角±90度范围内时，认为是反方向故障，反之则认为是正方向故障。一般可以将负序分量角度差范围的识别转换为负序功率正负的识别。负序方向元件包含负序正方向元件和负序反方向元件。当P2大于零时，即判别为反方向故障，负序反方向元件动作；当P2小于零时，即判别为正方向故障，负序正方向元件动作。纵联负序方向保护中，只有两侧的正方向元件都动作，纵联负序方向保护才动作。2.2负序方向保护元件适应性分析由第1节的柔性直流等效模型与控制模式分析可知：交流电网不对称故障时，采用正负序电流解耦控制器的柔性直流换流器理论上稳态时不向故障点注入正序和负序故障电流，若以负序方向元件作为纵联保护的方向元件，理论上区外故障时不会误动，区内故障会拒动。但是由于柔性直流系统是一个典型的闭环控制系统，其对负序电流的控制性能与控制参数的设置密切相关，交流电网故障发生和恢复瞬间，柔性直流换流站的暂态行为很难用解析式进行表达，其向交流电网注入的负序电流不能完全抑制到0，负序电流的幅值和相位都动态变化，导致负序功率的方向动态变化，从而对负序方向保护元件产生影响，导致负序方向保护元件指示方向不稳定。若以负序方向元件作为纵联保护的方向元件，区内故障时远换流站侧负序电流由交流电网提供，其负序功率远小于0，准确判断为正方向故障，而近换流站侧的暂态负序电流由换流站提供，其指示方向不稳定，因此区内故障存在拒动的可能性；区外故障时，两侧的暂态负序电流都由换流站提供，并且是穿越性的，两侧的指示方向始终相反，但是由于纵联保护通道有一定的延时，存在一侧正方向元件动作且收到对侧允许信号（或收不到对侧闭锁信号）的可能，因此区外故障存在误动的可能性。3仿真系统建立与验证3.1仿真系统建立仿真系统基于RTDS仿真平台，按照舟山多端柔性直流输电示范工程（以下称为舟山工程）的参数搭建，包含直流系统和交流系统两个部分。直流系统包含五个换流站及直流海缆，直流电压等级为±200kW，各换流站容量分别为舟定换流站400MW、舟岱换流站300MW、舟衢换流站100MW、舟洋换流站100MW、舟泗换流站100MW。交流系统中包含了舟山电网所有110kV及以上的线路、变电站，仿真系统中的舟山电网主接线图如图2所示。图2 &舟山电网主接线图3.2仿真结果与分析在上述仿真系统上，以舟定换流站的交流出线定云2R38线的保护为研究对象，分别开展区外和区内故障仿真，考察负序方向保护元件，并以允许式纵联方向保护为例考察纵联方向保护的适应性并提出相应的保护配置建议。3.2.1 &区外故障&&区外故障点选择昌洲变电站的220kV母线发生AB相间短路，故障持续时间100ms。从图3可以看出，两侧负序功率方向多次发生变化，但是由于负序电流是穿越性的，两侧的负序方向元件判别的结果总是反方向，即两侧的正方向元件不会同时动作。图3 &区外故障负序功率波形假设保护装置负序方向元件判别为正方向后，立即向对侧发允许信号。由于纵联保护的通道存在延时，可能存在一侧负序方向元件由反方向动作变为正方向动作、而对侧发来的允许信号还未收回的情况，此时纵联方向保护可能误动。对于这种穿越性负序功率方向变化的情况，建议增加功率倒向情况下防误动的措施，例如在判别出负序功率倒向后通过闭锁纵联保护一段时间（大于通道延时）来避免误动。3.2.2 &区内故障&&区内故障点选择定云2R38线近舟定侧发生AB相间短路，故障持续时间100ms。从图4可以看出，云顶侧负序功率很大，明显判别出正方向，云顶侧的正方向元件动作，而舟定侧负序功率较小并且多次变化方向，其正方向元件和反方向元件交替动作。图4 &区内故障负序功率波形云顶侧方向元件动作稳定，可以持续向对侧发送允许信号；舟定侧方向元件动作不稳定，向对侧发送的允许信号会出现断续。对于云顶侧的纵联保护逻辑，虽然本侧可靠判别为正方向，但是收到对侧的允许信号有断续，而纵联保护动作需要有一定的内部确认时间窗，因此当收到的对侧的允许信号持续时间小于内部确认时间窗，云顶侧纵联方向保护拒动。对于舟定侧的纵联保护逻辑，虽然能可靠收到对侧的允许信号，但是本侧正方向元件动作断续，纵联方向保护同理可能拒动。对于这种情况，建议采用纵联差动保护作为主保护。4结语本文介绍了柔性直流换流器的等效模型，建立了负序方向保护元件的模型并对负序方向保护元件在柔性直流系统与交流系统混联电网中的适应性进行了理论分析，并通过仿真研究对理论分析进行了验证，提出了保护配置的建议。但是本文中只从柔性直流的负序电流控制能力的角度提出了对负序方向保护元件的要求，后续可以从负序方向保护元件的角度提出对柔性直流负序电流稳态和暂态的性能要求，例如负序电流的调节时间小于负序方向保护元件的内部确认时间窗，负序功率的稳态误差小于负序方向保护元件的动作门槛等。
& &转载处:微信公众号电力系统自动化微波功率器件及其材料的发展和应用前景
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微波功率器件及其材料的发展和应用前景
文&&剑&&曾健平&&&&&晏&&敏
(湖南大学应用物理系，长沙410082)
&0&概述由Ge、Si、Ⅲ-V化合物半导体等材料制成的，工作在微波波段的二极管、晶体管称为微波器件。微波即波长介于1m~1mm之间的电磁波，相应频率在300MHz~300GHz之间。微波半导体器件在微波系统中能发挥各方面性能，归纳起来为微波功率产生及放大、控制、接收3个方面。对微波功率器件要求有尽可能大的输出功率和输出效率及功率增益。&进入20世纪90年代后，由于MOCVD(金属有机化学气相淀积)和MBE(分子束外延)技术的发展，以及化合物材料和异质结工艺的日趋成熟，使三端微波器件取得令人瞩目的成就，使得HBT(异质结双极型晶体管)、MESFET(肖特基势垒场效应晶体管)以及HEMT(高电子迁移率晶体管)结构的各种器件性能逐年提高。与此同时，在此基础上构成的MMIC(单片集成电路)已实用化，并进人商品化阶段，使用频率基本覆盖整个微波波段，不仅能获得大功率高效率而且，噪声系数小。随着微波半导体器件工作频率的进一步提高，功率容量的增大，噪声的降低以及效率和可靠性的提高，特别是集成化的实现，将使微波电子系统发生新的变化。表1列出了几种主要的三端微波器件目前的概况。&表1&&&&&&微波三端器件概况
微波双极晶体管
PN结三端器件
由电流控制对输入信号的放大作用
低噪声放大、功率放大、微波振器
窄线条、浅扩散、n-p-n&
微波异质结双极晶体管(HBT)
异质结三端器件
AlGaAs/GaAsInP/InGaAsPSi/SiGe/Si
宽带发射区异质结Nb&Ne
微波功率MESFET
金属-半导体接触三端器件
由电压控制的对输入信号的放大作用
台面型平面型
高电子迁移率晶体管(HEMT)
异质结扬效应晶体管
AlGaAs/GaAsAlGaN/GaN
通过由电压控制的高电子迁移率2DEG(二维电子气)浓度和运动的变化实现输入信号的控制和放大
多层外延异质结台面型平面型
&1&&&&&&&HBT功率微波器件的特性及设计要点微波双极型晶体管包括异质结微波双极型晶体管和Si&微波双极型晶体管。Si器件自20世纪60年代进入微波领域后，经过几十年的发展，性能已接近理论极限，并且其理论和制造已非常成熟，这可为后继的第二代、第三代器件借鉴。HBT主要由化合物半导体或合金半导体构成，需要两种禁带宽度不同的材料分别作为发射区和基区，宽带隙材料作发射区，窄带隙材料作基区。当为DHBT(双异质结双极型晶体管)时，集电区与基区材料带隙也不相同。为更加有效地利用异质结晶体管的特性，其结构也不再是普通的平面结构，而是采用双平面结构。&1.1&材料的选取及特性虽然大部分微波功率器件被Ⅲ-V化合物功率器件占据，但Ⅲ-V化合物HBT在目前也存在着可用频率范围小、材料制备及工艺成本高，器件在这些材料上的集成度不高，机械强度小以及在大功率情况下热不稳定现象严重，并可能造成发射结陷落和雪崩击穿，以及晶格匹配和热匹配等问题。InP自身具有良好的特性，与GaAs相比，击穿电场、热导率、电子平均速度均更高，而且在异质结InAlAs／InGaAs界面处存在着较大的导带不连续性、二维电子气密度大，沟道中电子迁移率高等优点，决定了InP基器件在化合物半导体器件中的地位和优异的性能。随着近几年对InP器件的大力开发和研制，InPHBT有望在大功率、低电压等方面开拓应用市场，拥有更广的应用领域。1987年Lyer.S.S和Patton.G.L等首次发表了用MBE技术成功地研制出Si0.88Ge0.l2基区HBT，使SiGe合金受到关注。由于近年来的研究，基于SiGe的HBT器件很好地解决了材料问题，&因其与SiCMOS器件工艺的兼容性，使得SiGe HBT能够高度集成，而且由于材料的纯度与工艺的完善，使其具有比Ⅲ-V化合物HBT更小的1/f噪声。SiGe合金的带隙可根据组分的变化自由调节，且其电子、空穴的迁移率比Si中的高，由于比硅单晶器件有更好的性能，SiGe与目前的硅超大规模集成电路制造工艺的兼容性使其在成本与性价比方面具有极大的优势，因此SiGe被看作是第二代器件材料，受到广泛重视。由于Si和Ge有高达4.2％的晶格失配，则必须在低温下才能生长出高质量的SiGe/Si异质结，并且Ge组分越小热稳定性就会越好。&1.2&器件的设计功率微波晶体管不仅工作频率高，而且承受的功率大，即要求有大的电压和电流容量。提高电流容量需增加发射极总周长，并防止大电流下的发射结注入效率下降，避免有效基区扩展效应和发射极电流集边效应等。从频率和功率两方面考虑则可用增益带宽乘积来表示：&其中GTM是增益，f是带宽，f&T是特征频率，le为发射极寄生电感，rb是基区电阻，CC是集电极电容。&故要减小结面积以减小电容CC，并减小rb。HBT理论(利用半导体材料带隙宽度的变化及其作用于电子和空穴上的电场力来控制载流子的分布和流动)的提出很好地解决了这些问题。由于HBT晶体管发射区材料的禁带宽度比基区大，对npn型HBT，其宽禁带的发射区势垒阻碍了基区空穴的注入，因而可在注入比不变的情况下提高基区掺杂浓度，降低基区电阻。采用选择再生长技术可将其基区电阻rb缩小4倍，同时利用非晶InGaAs缓变基区使通过再生长的基于GaAs的HBT获得更低的rb、CC，从而获得更高的fmax，这样可扩大Ⅲ-V化合物器件的频率范围。这些器件有26GHz HBT，输出功率为3.63W，功率效率(PAE)为21％；35GHz HBT，输出功率为1W，效率为29％等。此外，我国中科院做电子研究所利用发射极金属掩蔽进行内切腐蚀的方法研制成自对准InGaP/GaAs HBT，其特征频率(fT)达到54GHz。由于热传导的二维、三维效应，晶体管的结温不处于统一温度，而是随位置变化的。在微波功率管中，这种现象更加明显，究其原因主要有：① 微波应用中，发射极与基极的线条更细、发射极间距更小、热偶合更加显著；②为提高微波和功率性能，集电极电流密度很大，因而功率密度更高；③为获得更大的 功率和充分利用芯片面积，器件有源区的面积也不断增加，器件的中心区域热流趋近一维传导，而边缘则是二维、三维导热；④发射极电流密度对温度的正反馈，电 流集中于中心区域。所以中心与边缘温度相差很大，严重时可达几十度，导致器件的可靠性下降。实验表明，低掺杂的外延层不仅能作为镇流电阻，而且还能非常有 效地降低发射极电流集边效应，大大提高了器件可靠性，此法主要是减弱发射极电流密度对温度的正反馈效应，不能改变热流的二维、三维效应。采用不等间距和不等发射极条长设计或发射条的间断设计&(即在器件的中心区边缘发射条断开，并空出此区域，因而在此区域没有功耗)可获得结温一致的晶体管。2003年蔡勇等人的模拟数据表明，采用功率密度非均匀设计可整体提高微波功率晶体管器件的可靠性。对于Si／SiGe／Si的器件的设计，可采用双平面结构。与小功率微波HBT器件相比，微波功率器件的发射结大小的特性并不是最重要的。器件设计的目标是大功率和高速度，即对于SiGe HBT来说既要有大的输出功率，又要有高的微波波段响应频率，这两方面是互相限制的，所以当器件用作功率放大器时其特性可用最高振荡频率来衡量，即：&为了提高器件的频率响应，采用了竖直和外延结构优化组合设计方法来达到高的，fmax值。对于SiGe HBT，Ge的含量必须很好设计，这有利于提高器件的性能。最大的Ge成分是在E-B结一边，然后向B-C结渐变降低，是最合适的选择，当前的研究表明35&at％左右(&40 at％)的Ge含量可使少子在基区的迁移率达到最大。作为功率器件，基区要求高掺杂，可降低基区电阻，并可产生良好的欧姆接触，从而降低接触金属的宽度，并能使基区宽度进一步缩小，这可提高频率特性(在不考虑基区穿通的情况下)。高掺杂将降低载流子迁移率。但根据基区掺杂浓度的增加带来的好处超过了载流子迁移率下降的弊端。集电区厚度及掺杂浓度的设计对功率微波晶体管来说最为重要，因为它将影响器件的热效应和速度，采用厚的轻掺杂的集电区有利于提高fmax，同时也会降低热效应，这给器件功率特性(即减小了集电结电流密度)带来不利影响。虽然厚集电区会使τc增加而使fT下降，但它带来的好处(降低CC和热效应以及有大的击穿电压和好的线性度)也超过了使fT下降的不良影响。在一般情况下，SiGe微波功率HBT的基区掺杂浓度在1020cm3数量级，集电区掺杂浓度在3×1016cm3左右。Ge的含量在合金中占30&at％。&2 MESFET功率微波器件的特性及设计要点2.1&材料的选取及特性&&&在上个世纪70年代后期，GaAs单晶及外延技术获得突破，GaAs肖特基势垒栅场效应晶体管(MESFET)得以成功制成。GaAs材料的电子迁移率比Si的高7倍，且漂移速度快，所以GaAs比Si具有更好的高频特性，并具有电路损耗小、噪声低、频带宽、动态范围大、功率大、附加效率高等特点，而且GaAs是直接带隙，禁带宽度大，因而器件的抗电磁辐射能力强，工作温度范围宽，更适合在恶劣的环境下工作。由于GaAs器件具有以上优点，GaAs&MESFET已几乎占领了微波应用的各个领域。20世纪90年代中后期对于SiC材料的研究表明，它的性能指标比GaAs器件还要高一个数量级。SiC具有下列优异的物理特点：高的禁带宽度(4H-SiC，3.2eV)，高的饱和电子漂移速率(2×107cm/s)，高的击穿强度(4×106V/cm)，低的介电常数和高的热导率(4.9W/cm·k)。上述这些优异的物理特性，决定了SiC在高温、高频率、高功率的应用场合是极为理想的半导体材料。在同样的耐压和电流条件下，SiC器件的漂移区电阻要比Si低200倍。其功率密度是Si和GaAs的3～4倍，热导性能是Si的3倍，是GaAs的10倍。用SiC材料制造的MESFET的射频(RF)功率密度达到4.6W/mm，功率效率(PAE)达到65.7％，击穿电压超过100V，SiC的型体非常多，在半导体应用时4H-SiC和6H-SiC由于单晶生长工艺的成熟以及较好的重复性而应用较广，目前已商品化，尺寸也由25mm增大到50mm，75mm的晶元也有样品展出，产品目前主要来自于美国的Cree公司。&2.2&器件的设计SiC器件由于过去缺乏高质量的大SiC衬底而受到限制，体SiC的最大缺陷是微管&(材料中0.5～lμm直径的空洞)。Cree公司在这方面取得了大的进展，制造出4H-SiC晶片微管密度&lcm-2。并已报道SiC MESFET已达到fmax=50GHz，功率密度为4.6W/mm。而目前最大功率SiC器件已由Cree公司研制出，其工作频率在3.1GHz时功率为80W，PAE为31％，栅长0.7μm，栅宽48mm，工作电压58V(fT=9GHz，fmax=20GHz)。其设计目前已可采用多指栅，由于器件有超过2个的栅，因此需要空中桥&(air bridge)，Chalmers大学报道了一种制造空中桥的多指栅高功率SiC MESFET&工艺，空中桥是用纯金形成，器件是建立在Cree公司半绝缘4H-SiC的3层同质外延结构，从上到下的层结构为0.15μmN型覆盖层(ND=1×1019cm3)，0.5μmN型沟道层(ND=1×1017cm3)和0.5μm的P型缓冲层(NA=5&×1015cm3)，栅下沟道厚度是0.35μm，栅长0.5μm，栅源间隙0.5μm，栅漏间隙为1.0μm，栅接触由多层金属结构(Ti／Pt／Au)构成。栅的肖特基势垒高度为0.9eV，其直流跨导和饱和电流Idss分别为30ms/mm和220mA/mm，fmax为39GHz。由于MESFET最大功率增益由下式[2]表示：&是栅源间沟道电阻，RS、RG分别为源、漏集总电阻，ls源引线电感，RGS是栅源电阻，Cdg是漏栅电容。效率定义为射频输出功率PO和直流功率PD之比，即?=P0/PD。为了获得大的输出功率，主要是增大漏源电流和提高漏极的偏置电压，亦即提高漏源击穿电压，提高功率增益则要求提高截止频率fT，减小各项寄生参数。通过以上资料及数据不难看出，&功率微波MESFET要求在更高的微波频率下输出尽可能大的功率，以达到大的功率增益和高的效率，因此必须对其结构及工艺上进行研究：(1)采用多层同质外延结构，即SI-SiC/n-/n/n+或SI-GaAs/n-/n/n+4层结构，如图1所示，n-高阻缓冲层有利于提高击穿电压，n+层有利于RS、RD的减小，有源层厚度为0.3～0.5μm，掺杂浓度为1016～1017cm3。&(2)采用腐蚀凹栅结构，在栅下有源层腐蚀出0.1～0.15μm凹槽，在槽中再淀积栅极，当栅极加上足够反向栅偏压时，沟道区电压降增加，漏端电场相对减小以抑制高场筹雪崩现象发生，提高了击穿电压。(3)增 加栅宽及栅源极总周长，平面图形采用梳状及网状结构，以增加沟道总截面，提高最大饱和漏电流。采用多栅条多单元并联工作，即将有源区分成若干个，适当增加 栅极压焊点，这样既可满足总栅宽，又能控制单个栅的宽度，还能降低栅馈电感和栅电阻。减小热阻以利散热，主要方法是减薄外延层厚度。&3 HEMT功率微波器件的特性及设计HEMT被公认为微波／毫米波器件和电路领域中最有竞争力的三端器件，它不仅具有优异的低噪声特性，而且具有出色的功率性能。1969年IBM公司的L．Esaki和R．Tsu提出了"调制掺杂"概念，认为如将载流子在空间上与其母体的电离杂质分开，并使之局限在一极小的区域内(量子阱)作二维运动，由于量子阱中的载流子避免了与其母体杂质的散射，就能获得很高的迁移率。1978年，Bell实验室的R.Dingle首次报道了用MBE生长的调制掺杂异质结构，并证实了具有高密度、高迁移率的二维电子气(2DEG)的存在。1980年日本富士通公司研制出第一只HEMT，因其它具有超高速性能以及吸引人的功率密度而受到世人瞩目。且其短沟道效应很小，制造步骤少，性能均匀稳定。目前，由于HEMT器件研究和工艺的日趋成熟，在国外(美国、日本等)已有高性能的产品走向市场。&3.1&材料的选取及特性对于HEMT功率器件，比较成熟的是基于AlGaAs／GaAs的器件。InPHEMT已成为毫米波高端应用的支柱产品，器件的fT、fmax分别达340GHz和600GHz，代表着三端器件的最高水平。目前最吸引人的材料是AlGaN/GaN，它比前者有更好的微波功率特性，如图2所示。GaN材料的研究与应用是目前全球半导体研究的前沿和热点，是研制微电子器件的新型半导体材料，并与SiC、金刚石等半导体材料一起被誉为是继第一代Ge、Si半导休材料、第二代GaAs、InP化合物半导体材料之后的第三代半导体材料。它具有宽的直接带隙、强的原子键、高的热导率、化学稳定性好(几乎不被任何酸腐蚀)等性质和强的抗辐照能力，在高温大功率器件和高频微波器件应用方面有着广阔的前景。图3示出了GaN电子器件的性能与GaAs和SiC MESFET的比较，从图中可以很好地看到GaN基电子器件具有很好的应用前景。GaN是极稳定的化合物，又是坚硬的高熔点材料，熔点约为1700℃，GaN具有高的电离度，在Ⅲ-V族化合物中是最高的(0.5或0.43)。在大气压力下，GaN晶体一般是六方纤锌矿结构。它在一个味胞中有4个原子，原子体积大约为GaAs的一半。因为其硬度高，又是一种良好的涂层保护材料。GaN的电学特性是影响器件的主要因素。未有意掺杂的GaN在各种情况下都呈n型，最好的样品的电子浓度约为4×10/cm3。一般情况下所制备的P型样品，都是高补偿的。很多研究小组都从事过这方面的研究工作，其中中村报道了GaN在室温和液氮温度下最高迁移率数据分别为μn=600cm2/v·s&μn=1 500cm2/v·s，相应的载流子浓度为n=4×1016cm3。和n=8×1015cm3。近年报道的MOCVD沉积GaN层的电子浓度数值为4×101616cm3、&1016cm3；等离子激活MBE的结果为8×1017cm3、&1017cm3。未掺杂载流子浓度可控制在1014～1020cm3范围。另外，通过P型掺杂工艺和Mg的低能电子束辐照或热退火处理，已能将掺杂浓度控制在1011～1020cm3范围。对于HEMT器件，要求材料是具有宽禁带、高熔点、高击穿电场的半导体材料，并能有很好的晶格匹配和小的热膨胀失配系数，这一点是非常重要的。&3.2&器件的设计在设计上，衬底材料多采用半绝缘SiC或蓝宝石，但考虑功率器件的散热问题，SiC衬底更具优势。在晶格匹配上可增加一层A1N缓冲层；为了降低有源层的杂质散射则可增加一层低掺杂的缓冲层。另外需考虑n-AlxGa1-xN有源层厚度，载流子的浓度以及在AlxGa1-xN中Al的组分，空间隔离层的厚度，I-GaN有源层的载流子浓度，2DEG浓度及电子迁移率。在结构因素中主要考虑栅长、栅宽、源栅间距和漏栅间距等，其次是接触，主要包括源漏欧姆接触金属及其接触性能和栅肖特基接触金属及其与AIGaN/GaN接触特性，目前所用的接触金属主要是Au/Pt/A1/Ti多层金属和Ti/A1 A1GaN。在对其参数的优化中与MESFET一样，要减小栅长L，增大栅宽WD。通常器件都以单位栅宽衡量，这样减小栅长就是器件参数优化的关键。此外还要在工艺允许的条件下最大限度地减小栅源和栅漏间距以减小Rg和RD。目前已经报道了6.8W、10GHz A1GaN／GaN HEMT(栅长0.45μm、fT=28GHz、fmax=114GHz、Igd=0.680A/mm、gm=200ms/mm)。现在对HEMT器件有了很多新的结构，对器件性能也做出了很大的改进，这些改进的器件有如PHEMT、InPHEMT、MOSHFET、DHFET等。目前，用HEMT制作的多级低噪声放大器和功率放大器已广泛用于卫星接收系统、电子系统及雷达系统。&4&国内现状及与国外差距、未来展望和总结我国在GaAs MESFET的研制方面起步较早，经过十几年的努力，目前所达到的水平为C波段8W、15GHz 1W、18GHz 1W，并已商业化。而HBT和HEMT器件及其材料的研制方面起步较早，且由于设备条件差，所以器件性能也较差，大多数的器件只是处于试验阶段。目前，国家各重点实验室已成功研制出高性能的HBT和HEMT，填补了我国在这方面的空缺，只是还没能够形成产业化。经过30多年的研制和发展，我国在半导体微波器件领域取得了很大的成绩，但与国外先进水平相比，仍然存在相当大的差距。对SiC晶元的制备我国尚为空缺，实验的材料均来自于美国的Cree公司，而GaN器件也刚刚起步，其工艺正在探索研究中，主要是由于受AlGaN／GaN 2DEG材料的来源限制。器件的研制和生产方面与国外的差距是多方面的，归纳起来包括以下几方面：(1)投资强度不够。半导体制造工艺需要的设备大都要求先进的现代化设备，需要投人相当大的资金，由于我国的国力的原因，在投资方面跟不上美、日及西欧等国家。同时由于我国的基础工业的落后也导致了半导体产业的落后。(2)材料研究落后。材料是器件的重要基础，材料的特性直接影响器件的性能参数。广泛掌握材料特性和对材料质量全面了解是器件成功的关键。虽然我国进口了先进的MBE、MOCVD设备，但材料生长技术仍有待提高。(3)工艺设备的落后。由于半导体设备的投资相当大，而我国的大多数设备都靠从国外进口，主要是Si工艺生产线，而Si材料已不能满足未来对微波功率器件的要求，新材料的制备需要新的生产线及新的工艺。未来器件的发展会集中在新材料、新工艺、新结构、互连技术等方面，而新材料则是重点。由于对器件的设计从"掺杂二程"转入"能带工程"，因此对半导体材料需要革命性的革新，而这正是目前器件及IC技术突破的瓶颈。对于微波功率器件，需要找到宽禁带、高热导率、高电子迁移率、高的击穿强度、低介电常数的材料，同时&&&由于异质结的应用，必然会有晶格失配现象，故还需要有最小的晶格失配系数。由于SiGe与Si工艺的兼容性，我国应首先在SiGe合金的制备及SiGe／Si异质结特性的研制和HBT结构的研制上取得突破，这可利用现成的Si工艺生产线实现产业化，从而实现第一代材料与第二代材料的平稳过渡。在其他新型材料(SiC、GaN、InP等)的研制和开发方面可采取开发与引进并行的策略逐步推进产业化进程，追赶国外先进水平。化合物半导体器件中最有代表性、最能完美地显示异质结结构特点的超高速器件是高电子迁移率晶体管(HEMT)和异质结双极晶体管(HBT)。HEMT不仅可获得超高频、超高速，还具有低的高频噪声。HEMT是平面结构，而HBT是非平面结构，工艺上比HEMT难度大，但可获得高的输出功率。对微波功率器件的研究除了要寻找更好的半导体材料和对材料特性进行改进外，还要有十分完备的工艺支持。
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