一种定位跟踪系统接收射频前端设计与实现
一种定位跟踪系统是应用于短距离的无线定位技术，设计目的是为了有效提高行李托运过程中的安全性，预防个人物品的意外转移或者损坏。接收射频前端通过天线接收无线信号，由混频器进行下变频处理，然后由放大器对下变频信号进行放大，最后送入数字电路部分进行信号的处理和定位识别。高灵敏度接收机能够实现无线信号的最远距离接收，也有利于降低发射机的功耗。高线性度和大动态范围的接收机能够减小系统的各种干扰，可以实现数字电路部分相关峰的准确检测，从而提高接收端的定位精度。　　
第二章的接收射频前端结构设计中，分别对超外差式、零中频式和...展开
一种定位跟踪系统是应用于短距离的无线定位技术，设计目的是为了有效提高行李托运过程中的安全性，预防个人物品的意外转移或者损坏。接收射频前端通过天线接收无线信号，由混频器进行下变频处理，然后由放大器对下变频信号进行放大，最后送入数字电路部分进行信号的处理和定位识别。高灵敏度接收机能够实现无线信号的最远距离接收，也有利于降低发射机的功耗。高线性度和大动态范围的接收机能够减小系统的各种干扰，可以实现数字电路部分相关峰的准确检测，从而提高接收端的定位精度。　　
第二章的接收射频前端结构设计中，分别对超外差式、零中频式和低中频式接收射频前端结构的进行了比较，分析它们各自的优缺点，并且对接收射频前端的主要参数进行了介绍。一种定位跟踪系统接收射频前端采用了超外差式结构，在完成结构设计的基础上，对系统的参数指标进行了各级的分配，选择了用于电路实现的各部分器件。同时，使用ADS对接收射频前端系统进行了行为级的仿真分析，接收链路的预算增益、选择性、相位噪声和下变频特性仿真能够检验系统设计方案的可行性。　　
第三章为低噪声放大器优化设计与应用，设计和实现了两种不同低噪放电路并且对其级联方式进行了研究。接收射频前端的高增益和低噪声系数要求两级低噪放级联使用，通过计算低噪放的噪声估量确定了连接方式。低噪放MGA-645T6的电路优化设计，改善了输出端口的阻抗匹配特性，提高了1 dB的增益。分别设计和实现了MAX2644两种电路实现方式：最大线性度和最大增益，通过分析和比较确定了最大增益的连接方式。在两级低噪放的设计分别实现后，对级联的低噪放电路进行了测试，并且计算了混频器之前的噪声系数，其大小大约等于整个接收射频前端系统的噪声系数。　　
第四章设计了变频器MAX2681的应用电路，对混频器的变换增益和线性范围等参数进行了优化设计，通过使用ADS的Smith Chart工具对下变频器的输出阻抗进行了匹配设计，不仅提高了混频器的转换增益，而且也提高了其线性输入信号范围。在下变频器与前级电路级联后，接收射频前端的前级部分实现了较高的增益，但是在大信号输入情况下，前级部分的线性度参数与设计目标存在差距，提出了相应的改进措施。　　
第五章是关于中频放大器增益控制电路的设计，由于接收系统灵敏度的限制，需要级联使用中频放大器AD8367，并且通过增益控制的方式来实现信号的稳定输出。但是级联放大器的噪声系数和线性性能存在相互制约的关系，增益控制电路的合理设计才能使得级联放大器同时达到两方面的性能要求。该章节优化了一种增益控制电路设计方案，在满足灵敏度要求的前提下，线性性能也达到了系统设计要求，并且将该设计方案成功应用于一种定位跟踪系统的接收射频前端。　　
第六章为接收射频前端电路的原理图设计、PCB设计和系统电路的实现，对系统电路的重要参数进行了测试。对于接收射频前端电路的参数进行了分析，并且提出了优化、改进的方案和下一步的工作。收起
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24GHz波段高速数字传输系统的设计和研究混合集成前端(射频接收)的设计
2.4GHz 波段高速数字传输系统的设计和研究　 混合集成前端 射频接收 的设计　　摘　要　　 目前 各种类型和不同设计的无线局域网 WLAN 产品象雨后 春笋般在市场上涌现 本文对 2.4GHz 波段无线局域网高速物理层的 结构和基本设计过程进行了研究 这里研究的射频接收机是根据IEEE802.11 标准确定性能指标的 由于本文将重点放在了射频电路设 计上 给出系统中关键模块的详细设计方案和计算过程 所以并没有 明确系统的具体应用 在设计系统时 我们使用 Intersil 公司的PRISM? 芯片组作为 WLAN 射频前端解决方案 它可以构成直接序 列扩频通信系统作为 PRISM? 芯片组的主要成员 我们在接收机电路中使用了低噪声放大器 HFA3424 双频频率合成器 HFA3524 和上下变频器 HFA3624 集成芯片 另外 我们使用了先进的射频电路仿真软件 ADS2002 对阶梯阻抗滤波器和压控振荡器进行了仿真和优化 缩短 了研制周期 降低了成本 并得到了设计样品 实验结果理论设计基 本吻合 达到了使用要求关键词 无线局域网 低噪声放大器 频率合成器阶梯阻抗滤波器压控振荡器 锁相环HIGH-SPEED PHYSICAL LAYER EXTENSION IN 2.4GHZ BAND THE DESIGN OF HYBRIDINTEGRATED FRONT END AbstractWireless Local Area Network (WLAN) is coming into the marketplace with products of various type and designs. This paper will explore the basic process of developing the architecture of one such WLAN system extension in 2.4GHz band. Some main parts of this RF receiver have been designed in details to conform to the draft IEEE802.11 specification but not fixing on definite application so as to put the focus on RF circuits designing. In the developing process, an example of a WLAN RF solution, which belongs to a Direct Sequence Spread Spectrum (DSSS) system from Intersil Corporation, the PRISM? chip set has been analyzed. As the main integrated chips of the RF receiver, low noise amplifier HFA3424, dual frequency synthesizer HFA3524 and up/down converter HFA3624 are adopted in the system. Furthermore, using advanced RF simulation tool ADS2002, some critical units such as SIR filters and Voltage Control Oscillator (VCO) has been developed. Designing with ADS2002, the developing circle and cost is greatly reduced and some experiment PCBs have been made successfully.KEY WORDS: WLAN, LNA, SIR filter, VCO, ADS, Frequency synthesizer, PLL上海交通大学 学位论文原创性声明本人郑重声明 所呈交的学位论文 是本人在导师的指导下 独立进行研究工作所取得的成果 除文中已经注明引用的内容外 本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的作品 成果 对本文的研究做出重要贡献的个人和集体 均已在文中以 明确方式标明 本人完全意识到本声明的法律结果由本人承担学位论文作者签名 鞠铭日期 2004 年 10 月 21 日上海交通大学 学位论文版权使用授权书本学位论文的作者完全了解学校有关保留使用学位论文的规定 同意学校保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件 和电子版 允许论文被查阅和借阅 本人授权上海交通大学可以 将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索 可以采 用影印 缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文保密 本论文属于　 不保密 请在以上方框内打 　 　 　 　 　 学位论文作者签名 鞠　　　铭　　　　　　　指导老师签名 沈海根　 日期 ２００４ 年 １０ 月 ２１ 日　　　　　　　　　日期 ２００４ 年 １０ 月 ２１ 日　 　 　 在　　　年解密后适用本授权书 　上海交通大学硕士学位论文第一章 绪1.1 发展概况和研究意义论现行的无线 LAN 传输方式通常分为两种 红外系统和射频系统 红外 IR 无线 LAN 在室内的应用引起极大的关注 是目前 100Mbit/s 以上 性能价格比 高的网络 唯一可行的选择 由于它采用低于可见光的部分频谱作为传输介质其使用不受无线电管理部门的限制 但红外波段频率太高 不能象射频那样进行 调制和解调 射频 RF 无线 LAN 是目前最为流行的无线 LAN 它按频段可划 分为三类 ISM 频段 902 928MHz 2.4 2.483GHz 和 5.725 5.85GHz ,专用频段 18.82518.875GHz 和 19.16519.215GHz毫米波段 ISM 频段中涉 跳频 HF 也可以是混及的免许可证电台 可以采用直接序列扩频 DSSS 合扩频 DSSS/HF各大公司都已推出用于 ISM 波段的集成芯片 譬如 ATMEL 950MHz 目公司推出的 ISM 波段单片 FSK 无线收发器 工作频率为 400MHz 前 2.4GHz 无线 LAN 产品是各商家开发的重点之一 的发展空间 所以我们提出对预计此类通信将有其广阔2.4GHz 波段高速数据传输系统的设计和研究为完成整机系统作准备1.2 本论文工作的主要内容 特色和创新本课题从工程应用角度出发 对 2.4GHz 波段高速数据接收系统作了初步设 计 并对其中的射频电路进行了实际的工程研究 初步完成了各模块的单体仿真 并完成了一些器件的制作和调试 下变频器 压控振荡器 该系统包括接收前端低噪声放大器 滤波器VCO 和 PLL 频率合成器下变频器由孙华明工程硕士完成 但为了保证接收系统分析的完整性 论文中加入了这部分的讨论 论文 没有针对整个系统进行过多的论述 而是着眼于射频电路 对系统中各关键部件 进行了设计和仿真 1 在设计方法上 运用先进的射频电路仿真软件 HP-ADS2002 对所设计的系统做了行为级仿真 并对系统中的关键器件进行了计算机辅助设计 提高了设计 效率和准确性 2 在器件的选择上 考虑到射频电路对互连线的要求 器件全部采用 0805系列 SMD 器件 特别是采用了美国 Coil Craft 公司的空气芯高 Q 值贴片电感1上海交通大学硕士学位论文大大降低了电路的制作成本 同时减小了 PCB 的面积和引线电感 设计的灵活性和准确性 得到了性能较好的低噪声放大器提高了电路 VCO压控振荡器和 SIR 滤波器的设计初样 3 在接收机的设计上 采用了超外差式下变频方案 在给定的性能要求下具有开发周期短 具有良好的动态范围和邻道选择性 4失败风险小等特点 对设备要求低 对各部本课题在研究过程中注重实用性加工成本低廉件的理论设计力求简单清晰 但每个部件的设计过程比较详尽 重点突出了部件的设计思路和方法计算公式齐全2上海交通大学硕士学位论文和噪音进行频谱扩展 降低了进入频带内的干扰功率 同时使得解调器的输入信 噪比和载干比提高 提高了系统的抗干扰能力 频谱变化见图2-1所示 另外采用不同PN码即不相关的接收机很难发现和解出扩频序列中的信息 由于不同构 造的PN码之间相关性很低 所以码分多址 CDMA 就是采用同样原理区别不同用 户的窄带干扰有用信号有用信号白噪声多径干扰有用信号白噪声 窄带干扰 ｆ多径干扰 ｆ白噪声 窄带干扰多径干扰 ｆ(a)接收机输入(b)中频滤波器输出(c)基带滤波器输出图２－１　接收端信号频谱变化情况　Ｆｉｇｕｒｅ２－１　ｔｈｅ　ｓｐｅｃｔｒｕｍ　ｃｈａｎｇｅ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｓｉｇｎａｌ　ｏｎ　ｒｅｃｅｉｖｅｒ　　 对于直扩系统最好是先解扩再解调 因为无线信号在空间传输中会有很大的 信号衰减 未解扩前的信噪比很低 甚至信号淹没在噪声中 一般解调器很难在 很低的信噪比下正常解调 导致高误码 但在室内通信条件下 由于信号较强可以先解调后解扩 当信号达到一定电平时 简单的解调器已经能够正常地工作 可以先将信号解调为一个数据流 未解扩 然后用普通的集成电路进行数字相关信号解扩 在性能上 先解扩再解调明显优于先解调后解扩 先解扩可以通过 解扩过程获得扩频增益 号信噪比 室外远程 信质量和可靠性 我们讨论的2.4GHz高速数据传输系统射频接收部分是用于直接序列扩频 DSSS 通信频带 网络标准 媒体访问协议 调制方式 天线接口 数据传输速率 本振步进 中频 IF/IF 带宽 RX/TX 切换速度扩展的频谱带宽与原始信息的带宽之比 2~3公里以上的提高接收信 以保证通扩频通信必须采用这种方式它参考IEEE802.11WLAN相关标准(见表2-1)而建表 2-1 典型 2.4GHz 高速数据传输系统性能指标2.412 到 2.484 GHz IEEE 802.11(Draft) CSMA/CA DBPSK DQPSK SMA,50 1Mbps DBPSK 1MHz 280MHz/17MHz 1 s(Typ) 2Mbps(DQPSK) CCK4上海交通大学硕士学位论文发射功率 通信距离 工作电源 持续电流100mW50mW30mW20mW5mW1mW户内方式 400fT(Typ) (Note1) 户外方式 3700fT(Typ)(Note1) +4.5 VDC C5.5 VDC 190mA(1 s) 70mA(25 s) 接收机性能 60mA(2ms) 30mA(5ms)接收灵敏度 输入 3rd IP 镜像抑制 IF 抑制 邻道抑制 输出功率 第一旁瓣衰减-93dBm, 1Mbps, 8E-2 FER (Note2) -90dBm, 2Mbps, 8E-2 FER (Note2) -20dBm(Typ) 65dB(Typ) 80dB(Typ) 63dB(频偏 25MHz) (Typ) 发射机性能 +18dBm(Typ) -32dBc(Typ)Notes: 1. Using M/A-COM AND-C-107 omnidirectional antenna. 2. FER=Frame Error Rate or Packet Error Rate(误码片率).2.2 2.4GHz高速数据传输系统的信道编排2.4GHz 的全频带是 2.400GHz-2.4835GHz 如果 DSSS 方案在 1.0Mbit/s 的数 据速率上采用 11.0Mbit/s 的扩频码 将需要 22MHz 的信道带宽 图 2-2 所示 此时 频率覆盖 2.401GHz-2.483GHz 共 11 个信道 其信道分配见 信道间隔为5MHz 如果用 8 位补码键控 CCK 替代巴克码 则 802.11b 允许信道间隔为 25MHz 且可以有两种数据速率 分别为 5.5Mbit/s 和 11.0Mbit/s 在多小区网络拓扑结构中 如果信道间隔保证大于等于 30MHz 那么无论小 区的信道编排重叠与否 都可以同时工作CHA2 CHA3如图 2-3 所示CHA4 CHA5 CHA6 CHA7CHA1Stat/Stop FcCHA8CHA9CHA10CHA11CHA12CHA13图 ２－２　高速数据传输物理层信道分布图　 Ｆｉｇｕｒｅ　２－２　ｔｈｅ　ｂａｎｄ　ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ　ｆｏｒ　ｔｈｅ　ｈｉｇｈ－ｓｐｅｅｄ　ｐｈｙｓｉｃａｌ　ｌａｙｅｒ5上海交通大学硕士学位论文图 2-3a是北美地区无重叠的信道分布如 CHA1 CHA6 和 CHA11图2-3 b 中为有信道重叠的编排 如 CHA1 CHA3 CHA5 CHA7 CHA9 和 CHA11 欧洲 除法国和西班牙 的无重叠信道编排为 CHA1 CHA7 和 CHA13 CHA3 CHA5 CHA7 CHA9 CHA11 和 CHA13CHA11有信道重叠的编排为 CHA1CHA1CHA6North American channal selection-non-overlapping (a) CHA1 CHA3 CHA5 CHA7 CHA9 CHA11(b) North American channal selection-overlapping图 ２－３　给定地理区域的工作信道分布 北美 　 Ｆｉｇｕｒｅ　 ２－３　 ｔｈｅ　 ｏｐｅｒａｔｉｎｇ　 ｃｈａｎｎｅｌｓ　 ｆｏｒ　 ｓｐｅｃｉｆｉｅｄ　 ｇｅｏｇｒａｐｈｉｃａｌ　 ａｒｅａｓ　2.3 2.4GHz 高速数据射频接收系统的整体设计2.3.1 超外差式接收方案在通信系统中 最难设计的部分是接收机 接收机必须具备低噪声系数 小 的群迟延变化 制 AGC 小的互调失真 IMD 大的频率动态范围 好的频率稳定度 稳定的自动增益控 特适当的射频和中频增益 低相位噪声满意的增益平稳度指多路信道可忽略的带内干扰足够的邻道选择性适当的误比特率等特点 还有实际制造的费用问题 一般接收机有两种基本结构 直接变频式接收机和超外差式接收机 直接变 频式接收机 DCR 又称 零中频接收机 它的基本思想是将 RF 信号直接搬 DCR移到直流频段这样可以较好地解决超外差式接收机存在镜频干扰问题结构省略了中间的中频级 所以它的优势在于成本低 但迄今为止 DCR 技术还存在不少难题PCB 面积和功耗都较小,包括抑制寄生响应引起的直流电压失调 噪声 本振泄漏 低噪声放大器偶次谐波失真干扰等问题 这些问题目前正 在被先进的电路技术逐步解决 某些问题还牵涉到软件无线电技术 显然已超出6上海交通大学硕士学位论文微波技术的研究范围这里不再赘述DCR 接收机在寻呼机上用得较多当然也有用于 GSM 手机电路的 除了 DCR 几乎所有先进接收机的设计方案都采用 超外差原理 超外差式接收机由阿姆斯特朗 Edwin H. Armstrong
其基本结构见图 2-4 然后经过于 1918 年发明 所示 它将射频并经过多年的技术改进仍然被广泛使用 RF信号首先在频率选择性低噪声放大级被放大 IF 并进行有效放大和附加滤波第一次混频被搬移到中频然后根据不同的信号调制方式 由鉴相器或第二混频器下变频至基带 超外差式接收机的中频是 固定的 中频放大器可按最佳放大特性设计 因而可以获得较高的灵敏度和选择 性ＭＩＸＥＲ１Ｔｕｎｅ　Ｓｅｌｅｃｔ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｅｄ ＳｉｇｎａｌＢＰＦ４ＢＰＦ１ＬＮＡＢＰＦ２ＭＩＸＥＲ１ＢＰＦ４ＩＦＡＭＰ ＬＯ２ ９０ＢａｓｅｂａｎｄＰｒｏｃｅｓｓｏｒＴｕｎｅ　ＳｅｌｅｃｔＬＰＬＬ ＶＣＯＬＯ１ＡＭＰＭＩＸＥＲ１Ｔｕｎｅ　ＳｅｌｅｃｔＢＰＦ４ＢＰＦ３图 ２－４ 二次变频降频型超外差式接收机原理图　 Ｆｉｇｕｒｅ２－４　ｔｈｅ　ｂａｓｉｃ　ｂｌｏｃｋ　ｄｉａｇｒａｍ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｄｏｗｎ－ｃｏｎｖｅｒｔ　ｒｅｃｅｉｖｅｒ　此外还有镜频抑制接收方案数字中频方案等其中镜频抑制接收方案对本振信号 混频器和信号的正交处理要求较高 数字中频方案的难点在于需要 高性能的 A/D 变换器 我们总结采用二次变频降频式超外差接收形式 1 与直接将射频降到载频相比 大降低对滤波器 Q 值的要求 2 是基于以下几个因素在比 RF 低得多的 IF 进行信道选择可以大 从而具有较好的信道选择性采用超外差式方案 将接收机的总增益分散到 RF IF 和基带三个频段上 实现天线接收信号到解调信号的高增益 避免了放大器的失稳和振荡 且 固定 IF 的窄带高增益要比 RF 宽带高增益容易和稳定得多3因为超外差接收方式的广泛应用 所以在给定性能要求下可借鉴的经验较 多 开发周期较短 风险较小在硬件选择上 本接收机的设计将采用 HARRIS 的 Intersil HFA3x24 作为收7上海交通大学硕士学位论文发信机 TRANSCEIVER 的核心芯片及其直接序列扩频 DSSS 本论文不做详 细讨论 HFA3624 HSP3824 解决方案 主要芯片包括低噪声放大器 HFA3424 LNA 混频器频率合成器 HFA3524I/Q 调制解调器 HFA3724 和基带处理器芯片的组成方案见图 2-5 所示图 ２－５．基于 Ｉｎｔｅｒｓｉｌ２．４ＧＨｚ 波段芯片组的高速数据传输系统原理框图　 Ｆｉｇｕｒｅ２－５　ｔｈｅ　ｂｌｏｃｋ　ｄｉａｇｒａｍ　ｏｆ　Ｉｎｔｅｒｓｉｌ　２．４ＧＨｚ　ｃｈｉｐ　ｓｅｔ　ｓｙｓｔｅｍ 2.3.2 超外差接收机的工作过程结合超外差式接收机的基本组成和 Intersil 芯片组的原理图我们确定 2.4GHz 高速数据传输系统的具体结构如图 2-6 所示ＳＩＲ　ｂａｎｄｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ　Ｋ＜１ ＋１７．５ｄＢｍ Ｆｃ＝２４５０ＭＨｚ ＢＷ＝１００ＭＨｚ Ｌｏｓｓ＝＜３ｄＢ ＳＩＲ　ｂａｎｄｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ　Ｋ＞１ Ｆｃ＝２４５０ＭＨｚ ＢＷ＝１００ＭＨｚ Ｌｏｓｓ＝＜２ｄＢ ｓｗｉｔｃｈ Ｌｏｓｓ＝＜１．０ｄＢＬＳＡＷ　ｂａｎｄｐａｓｓＧａｉｎ＝１４．０ｄＢ ＬＮＡ ＨＦＡ３４２４Ｇａｉｎ＝１５．５ｄＢ ＬＮＡ ＨＦＡ３６２４ＭＩＸＥＲ１Ｇａｉｎ＝６ｄＢｆｉｌｔｅｒ Ｆｃ＝２８０ＭＨｚ ＢＷ＝１７ＭＨｚ Ｌｏｓｓ＝＜６ｄＢｌｉｍｉｔｅｒ　ａｍｐｌｉｆｉｅｒＧａｉｎ＝４５ｄＢ ＩＦLO1=2.12GHz-2.22GHz 1.0MHz stepsＤｕａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ＳｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒＶＣＯＬＣ　Ｑ＝６ ｂａｎｄｐａｓｓ　ｆｉｌｔｅｒ Ｆｃ＝２８０ＭＨｚ ＢＷ＝４７ＭＨｚ Ｌｏｓｓ＝０ｄＢLO2=572MHzｌｉｍｉｔｅｒ　ａｍｐｌｉｆｉｅｒＧａｉｎ＝４５ｄＢ ＩＦＨＦＡ３５２４ＶＣＯＴｕｎｅ　Ｓｅｌｅｃｔ ７．７ＭＨｚ　ＬＰＦ Ｒｘ＿ＩＡ／ＤＤａｔａ　Ｏｕｔｐｕｔ ８０２．１１ ＭＡＣ－ＰＨＹ ＩＮＴＥＲＦＡＣＥ ＱＰＳＫ ＤＥＭＯＤＵＬＡＴＯＲ ＤＥＳＰＲＥＡＤ ９０ Ｒｘ＿Ｑ ＨＳＰ３８２４Ａ／ＤＴｕｎｅ　Ｓｅｌｅｃｔ ７．７ＭＨｚ　ＬＰＦＨＦＡ３７２４图 ２－６　ＱＰＳＫ 超外差接收系统框图　 Ｆｉｇｕｒｅ２－６　Ａ　ｂｌｏｃｋ　ｄｉａｇｒａｍ　ｏｆ　ｔｈｅ　ＱＰＳＫ　ｒｅｃｅｉｖｅｒ　ｓｙｓｔｅｍ　8上海交通大学硕士学位论文其接收系统的射频前端将 RF 信号从天线接收下来经过若干滤波器放大器和下变频器降为 280MHzIF 信号 一个带宽为 17MHz 的二阶声表面波 SAW 滤 波器(TOYOCOM TQS 432)在信号进入正交解调器 HFA3724 前完成中频滤波HFA3724 内部还有一个中频限幅放大器组提供 90dB 的高增益,其作用是将具有寄 生调幅的调频波变换为等幅的调频波 在两个限幅放大器之间外接一个 LC 带通 滤波器对设计来说比较关键 因为它将滤除绝大部分邻道干扰 而提供有用信号 陡峭的边带 这个滤波器的目的是减小驱动第二级限幅放大器信号的噪声带宽因为经第一级放大后 过大的噪声带宽将使下级限幅放大器丢失有效增益 结果 得到的可能仅是噪声限幅 此滤波器带宽越窄 级联限幅放大器的灵敏度越高 中 频解调时 -3dB 限幅灵敏度为-84dBm 通过正交解调获得 Rx_I 和 Rx_Q 信号并通过一对相同的 7.7MHz 低通滤波器送入 HSP3824 进行 A/D 转换 射频前端电路影响接收机整机指标的最重要的三项指标是 噪声 NF 和输入三阶互调截点 IIP3 增益 Gain接收机的分析和计算主要是通过对协议指标的分析和分解 并分配给系统中各元件 选择合适的外围器件 定量考察 各元件的参数以达到协议的要求 Intersil HFA3x24 芯片数据资料 见表 2-2 所示表 ２－２　２.4GHz 高速数据传输系统射频接收前端各部件参数表　并以此指导 PCB 设计和电路板调试根据我们设置接收机射频接收前端各部件性能参数Stage SIR RF 滤波器(K&1) T/R 开关 HFA3925Gain -2.0dB -1.2dB 14.0dB 15.5dB -4.0dB 6.0dB -6.0dB (Typ) NAGian(C) -2.0dB -3.2dB 10.8dB 22.3dB 6.8dB 28.3dB 22.3dB 22.3dBIP3 100dBm 100dBm 1.0dBmIIP3(C) -19.8dBm -23.01dBmNF NA 3.2dB 1.9dB 3.5dBLNA1 (HFA3424) LNA2 (HFA3624) SIR RF 滤波器(K&1) MIXER1 (HFA3624) SAW IF 滤波器 (Toyocom TQS-432) IF Limiter (HFA3724)-14.1dBm-14.1dBmNA 15.0dB100dBm 100dBm100dBm 100dBmNA 7.0dB2.3.3 接收机射频前端的指标分析9上海交通大学硕士学位论文1噪声系数和灵敏度 衡量噪声对信号质量的影响程度 通常用 信噪比 来衡量 信噪比越大信号所受噪声干扰程度越小 信号质量越好 衡量线性网络的噪声对信号质量的 影响程度 通常用 噪声系数/噪声功率 来表征接收机灵敏度有时被称为最小可识别信号(MDS),是表示接收机以适当的信 噪比 S/N 接受微弱信号的能力 能接收的信号越小 其灵敏度越高 灵敏度的定义为 保持接收机输出端一定的信噪比 接收天线所感应的最小可辩信号电 压或额定功率 或者说 满足一定的误码片率情况下 衡量 WLAN 接收机误码性能的指标有误码片率 FER 和误比特率 BER 等 直接序列扩频系统中常用码片 率表示数据传输速率 在 DSSS 系统中 码片率比比特率大得多 天线接口处最小可检测信号功率 接收机的噪声系数越小 通频带越窄 环境温度越低 则 灵敏度越高 当数据速率为 1Mb/s 误码片率 FER=Frame Error Rate or Packet 当数据速率为 2Mb/s FER 为 8%Error Rate 为 8%时参考灵敏度为-93dBm时 参考灵敏度为-90dBm 噪声系数为 6.8dB 此外 灵敏度对接收机的噪声系 数 VCO 的本振杂散等指标也提出了要求 接收机各部分噪声系数值见表 2-2中相关数据 在考察系统灵敏度时 收信链路上的所有噪声都将做出贡献 所以应该将所 有的噪声都考虑进去Ｕｎｉｔ１ ｌｏｓｓ１ Ｇ１ ｌｏｓｓ２ Ｇ２假设级联系统结构图 2-7 所示Ｕｎｉｔ２ ＵｎｉｔＮ ｌｏｓｓＮ Ｇ３图 ２－７ 级联噪声系统模型　 Ｆｉｇｕｒｅ２－７　ｔｈｅ　ｍｏｄｅｌ　ｏｆ　ｃａｓｃａｄｅ　ｎｏｉｓｅ　ｓｙｓｔｅｍ　根据级联系统的噪声计算公式 NFTOTAL = NF1 + ∑i =2 nNFi ? 1∏Gj =1n ?12-2j其中NFTOTAL = 10NFTOTAL ( dB ) 10为接收机的总噪声系数NFi = 10NFi ( dB ) 10为各级联噪声10上海交通大学硕士学位论文Gi ( dB ) 10系数G j = 10为各级联增益容易得到包括损耗器件的级联系统噪声系数计算公式 NFTOTAL = NFloss1 ( NF1 + G1 ? G2 ? G3 其中 NF2 ? NFloss 2 ? 1 ( NF3 ? NFloss 3 ? 1) ? NFloss 2 + + G1 G1 ? G2 +. ) NFlossn( NF4 ? NFloss4 ? 1) ? NFloss 2 ? NFloss 32-3NFn 为各级有源器件的噪声系数 Gn 为各级有源器件的增益为各级无源器件的噪声系数 由损耗决定式 2-3 中的 NFn 包含接收机级联 而 Gn 中则包系统中第 n 级中所有器件贡献的噪声系数 包含有源和无源器件含了接收机级联系统中第 n 级有源器件贡献的增益 包含无源器件的损耗 将射 频部分按级联方式串接 如图 2-8 所示 再将表 2-2 中的数据代入式 2-3 NFTOTAL = 10 (10 × 1014 10 7 10 2.0 +1.2 10得× (101.9 103.55.01545+10 10 × 10 10 ? 1 1014 10 4 10+(10 10 × 10 10 ? 1) × 10 10 10 × 1014 10 15.5 10+6 10? 1) × 10 × 1015.5 105 1010 × 10× 106 10) = 4.38则 NFTOTAL (dB) = 10 lg NFTOTAL = 10 lg 4.38 = 6.42dBＬＮＡ１ （ＨＦＡ３４２４） Ｌｏｓｓ ＰＣＢ Ｇ１ ＮＦ１ Ｇ２ ＮＦ２ ＬＮＡ２ （ＨＦＡ３６２４） （ＨＦＡ３６２４） ＩＦ　Ｓｔｒｉｐ （ＨＦＡ３７２４）ＳＩＲ　ＲＦ ｆｉｌｔｅｒ（Ｋ＞１）Ｔ／Ｒ ＳｗｉｔｃｈＳＩＲ　ＲＦ ｆｉｌｔｅｒ（Ｋ＜１）ＳＡＷ　ＩＦ ｆｉｌｔｅｒＧ３ ＮＦ３Ｇ４ ＮＦ４图 ２－８　２．４ＧＨｚ 高速数据传输系统射频前端级联噪声模型　 Ｆｉｇｕｒｅ２－８　ｔｈｅ　ＮＦ　ｃａｓｃａｄｅ　ｍｏｄｅｌ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｆｒｏｎｔ－ｅｎｄ　　通过上面的计算 我们可以看出 如果能达到各器件产品样本提供的参数 且我们考虑整个 PCB 布线产生 5dB 的损耗 HFA3624 两个模块之间 将这 5dB 的损耗放在 HFA3424 和5.0这样考虑是比较坏的情况即计算式中的 10 10则总噪声系数要小于系统噪声系数指标所要求的 6.8dB 但余量已不太大了 如果我 们将位于 LNA 前后的 SIR 滤波器的衰减估计分别降低到 1dB 和 2dB 这是可以达 到的 那么所计算的噪声系数可降低为 5.37dB 余量就大得多了 这样在前端11上海交通大学硕士学位论文匹配电路和 PCB 设计时 就会有很大的自由度 在一般的接收机中 取天线接口处为系统噪声特性参考点 分析以上的级联 噪声系数计算公式和过程可以得出这样的结论 1 级联系统的噪声系数在第一级放大器 通常为 LNA 处建立起来 之后各级对系统噪声系数的贡献 与前面 各级的增益大小密切相关 2 为了降低噪声系数 要求降低天线接口处到 LNA之前元件的插入损耗 因为这部分电路每增加 1dB 的损耗 系统的噪声系数也将 增加 1dB 以此类推 每一级放大器前面的器件损耗 都会增大后继系统的噪声 系数 在设计前端匹配电路和 PCB 时 应充分估计器件及外围电路可能出现的增 益和损耗 且要设定极限情况 仔细考虑2 三阶互调截点输入功率 IIP3 的计算 接收机应该有足够的线性性能处理可接受的失真信号 一般来说 失真度确 定了接收机可处理的输入信号的最大功率 在接收系统中 失真由三阶输入截获 点 IIP3 来衡量 般假设为 100dBm 它是表征有源器件线性范围的 且对系统的影响可以忽略 无源器件不存在这个指标 一但无源器件的损耗不能忽略在多级级联系统中,重要的是要把每一级的非线性折算到系统的输入端 对 于三级或更多级 计算公式如下 (G1G2 ) 2 G12 1 1 ≈ + + + ??? ( IIP3 ) 3 IIP3 ( IIP3 )1 ( IIP3 ) 2 2-4如果从后向前推算 计算可以方便一点 利用图 2-9 所示的级联系统模型 计算过程如下ＳＩＲ　ＲＦ ｆｉｌｔｅｒ（Ｋ＞１） ＡＬｏｓｓ　＝２ｄＢ １ ＩＩＰ　＝１００ｄＢｍ ３，１Ｔ／Ｒ Ｓｗｉｔｃｈ ＢＬｏｓｓ　＝１．２ｄＢ ２ ＩＩＰ　＝１００ｄＢｍ ３，２ＬＮＡ１ （ＨＦＡ３４２４） Ｃ ＤＬｏｓｓＰＣＢＬＮＡ２ （ＨＦＡ３６２４）ＳＩＲ　ＲＦ ｆｉｌｔｅｒ（Ｋ＜１）ＭＩＸＥＲ１ （ＨＦＡ３６２４）ＳＡＷ　ＩＦ ｆｉｌｔｅｒ ＦＬｏｓｓ　＝６ｄＢ ６ ＩＩＰ　＝１００ｄＢｍ ３，６ＩＦ　Ｓｔｒｉｐ （ＨＦＡ３７２４） Ｇ Ｇ４Ｇ３Ｇａｉｎ　＝１４ｄＢｍ ３ ＩＩＰ　＝１ｄＢｍ ３，３ＥＬｏｓｓ　＝５ｄＢ ４ ＩＩＰ　＝１００ｄＢｍ ３，４Ｇ２Ｇ３Ｇａｉｎ　＝１７．５ｄＢ ５ ＩＩＰ　＝－１４．１ｄＢｍ ３，５图 ２－９　２．４ＧＨｚ 高速数据传输系统射频前端级联 ＩＩＰ３ 模型 　 Ｆｉｇｕｒｅ２－９　ｔｈｅ　ＩＩＰ３　ｃａｓｃａｄｅ　ｍｏｄｅｌ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｆｒｏｎｔ－ｅｎｄ　＊在 E 点忽略了中频滤波器 IIP3 的影响,其 IIP3 等于混频器 MIXER1 与低噪 声放大器 LNA2 的级联 IIP3 即IIP3, E = ?14.1 dBm→0.0398mW*HFA3624 芯片产片说明书中只给出低噪声放大器和混频器的级联 IIP3 点 12上海交通大学硕士学位论文在 D 点 同样忽略 PCB 布线的影响 但根据多级系统级联 IIP3 的计算公式 布线的损耗对系统线性范围的影响不能忽略 G4=-5dB→0.316 所以在 D 点有 IIP3, E 1/ L = 0.mW 0.316 LNA1 则 IIP3,F = -9dBm 其功率增 布线的损耗 Loss4=5dB 即增益IIP3, D=在 C 点 由于低噪声放大器 益是 G3=14dB→25.1 则有的 IIP3,3=1dBm→1.26mWG3 1 1 1 25.1 = + = + = 200 IIP3,C IIP3,3 IIP3, D 1.26 0.126 所以在 C 点 IIP3, C=0.005mW= -23.01dBm 与 D 点的情况类似 A 点与 C 点之间的衰减 L=3.2dB 即增益 G1-2= -3.2dB 0.479,所以在 A 点有 IIP3,A= IIP3,C 1/ L = 0.005 =0.01mW=-19.8dBm 0.479满足整个系统 IIP3=-20dBm 的指标 多级放大器级联系统的三阶互调截点输 入功率小于每一级放大器的三阶互调截点输入功率 由于进入后级的输入信号是 经过前面各级的放大2.3.4 接收机的频率响应因此要求它的线性范围更大接收机的内部频率响应分析对设计极为重要如果对 RF 和 IF 带宽及 LO 和IF 频率选择不当 将会产生干扰 混频出伪响应 这些干扰会使误比特率增加 严重影响接收机性能 为了消除寄生通带干扰,必须选择合适的中频信号 1. 接收机的镜频干扰ＳＩＲ Ｂａｎｄｐａｓｓ ＦｉｌｔｅｒｆＲＦｆＬＯｆｉｍｆｆＬＯｆＩＦｆ图 ２－１０　 镜像干扰 的产生　 Ｆｉｇｕｒｅ２－１０　ｔｈｅ　ｐｒｏｄｕｃｔｉｏｎ　ｏｆ　ｉｍａｇｅ　ｄｉｓｔｕｒｂａｎｃｅ　在寄生通带干扰中镜像干扰 现象最为严重13一个与有用信号相对于 LO上海交通大学硕士学位论文信号对称分布的信号称为 镜像干扰信号它的产生和影响见图 2-10 所示如果它没有被变频器的前端电路滤除而进入变频器 由于中频滤波器无法将 其滤出 它与有用信号混合将降低中频输出的信噪比 形成了对有用信号的干扰 图中 f RF 表示接收机从天线所接收的射频信号 信号 f IF 为中频信号 f LO 接收机本振f im 是镜像信号 我们采用低边带注入的低调谐方式 即 LO 频率低于 RF信号频率 则此三者的关系表示如下 f IF = f RF ? f LO 则有 对于镜像频率 f im = f LO ? f IF 则有 将式 2-5 和 2-6 合并得 f im = f RF ? 2 f IF 本系统的 RF 信号中心频率为 2.45GHz 宽为 47MHz 带宽 100MHz 2-7 中频为 280MHz 带 在混频之前必须 f LO = f im + f IF 2-6 f LO = f RF ? f IF 2-5所以 得到镜像频率为 1.89GHz 带宽 100MHz对镜像信号进行抑制 为了获得较大的镜频抑制 我们在 HFA3624 混频器中使用 了阶梯阻抗谐振器 SIR 滤波器 Stepped Impedance Resonators 平行耦合带通滤波器 简称这种滤波器的设计和优点将在第四章中作专门介绍由以上的讨论可知 较高的中频使镜像频率远离有用信号 有利于镜频干扰的抑制 也有利 于提高中频的信噪比 从而提高接收机的灵敏度 但高的中频使得具有相同 Q值的中频滤波器的相对带宽变大 必然降低了它对相邻信道的抑制能力 所以高 中频会降低接收机的信道选择性 为了解决中频选择中碰到的 灵敏度 和 选 择性 的矛盾 我们采用的是二次混频方案 如前所述 高镜像频率抑制 混频的中频较高 以提混频提取有用信道而抑制邻道干扰 这样既获得较高的镜频抑制和也保证了信道选择性 在第一混频后 第二混频前一般会用声表面波滤波 器 SAW 来提高中频信道选频特性2. 接收机的寄生频率分析14上海交通大学硕士学位论文除了镜像干扰以外在超外差接收机的本地振荡器将可能产生一些谐波信号 有关本振的谐波分析 我们将在第五章中作详细分析 这些谐波信号随着有 效信号一起混频同样造成寄生响应 另外 有效信号在经过 RF 级放大器时所造 成的失真也将产生谐波 整数倍频谐波必须被滤除 即产生 nf RF ± nf LO 混频分量 所以在混频之前 f RF 的这同样有 SIR 滤波器来完成接收机的谐波响应可以用以下通式表示 f m f s = ( ) f LO ± IF n n 2-8其中 f s 为寄生响应信号频率 m, n 为所有整数 如果我们只考虑三次谐波的影响 即取 m, n 的最大值为 3 生中频响应的所有频率 其中以二次谐波最为严重 按中心频率计算 利用式 2-8 可得能够产如表 2-3 所示单位 ＭＨｚ 　表 ２－３　接收机谐波响应频率m 1 1 1 2 2 2 3 3 3n 1 2 3 1 2 3 1 2 3m ( ) f LO n 3.3 46.7 70f IF n 280 140 93.3 280 140 93.3 280 140 93.3f m ( ) f LO + IF n n 6.6 40.0 63.3f m ( ) f LO ? IF n n .0 53.4 76.7根据上表中的结果 我们只将二次谐波频率按由低到高的顺序排列在频率轴 上 如图 2-11 所示 在混频前端的滤波器应把这些可能混频产生干扰的频率尽量滤除 避免 IF 信号信噪比降低15上海交通大学硕士学位论文９４５１２２５１８９０２０３０２３１０２４５０４０６０４６２０ｆＬＯｆＲＦｆ（ＭＨｚ）图 ２－１１　接收机的谐波频谱响应　 Ｆｉｇｕｒｅ２－１１　ｔｈｅ　ｈａｒｍｏｎｉｃ　ｓｐｅｃｔｒｕｍ　ｏｆ　ｒｅｃｅｉｖｅｒ　3.接收机频带选择性仿真 我们使用 ADS2002 的 S 参数仿真对接收机射频系统的频带选择性进行分析 接收机射频系统的频带选择性分析原理图如图 2-12 所示 由于在外差式接收机 里信道选择功能主要由中频滤波器完成 所以从天线到 HFA3624 的混频器之前完成了射频前端的频带选择 从仿真结果来看 接收机在频带选择性滤波器的中 心频率处拥有 20dB 的最大增益 在偏离中心频率 70MHz 处可得到 20dB 左右的衰 减 其中我们采用了将 5dB 的 PCB 布线损耗置于两个 LNA 之间的最坏情况 接收机的接收带宽为 60MHz 通带内的波动不超过 0.125dB 下行链路的要求 参考 CDMA 接入方式SPAR AM ETER SS_Par am SP 1 St ar t =1. 5 G Hz St op=3. 5 G Hz St ep=10 M Hz完全满足对移动终端BP F_Chebys hev Ter m BP F1 Ter m1 Fcent er =2. 45 G Hz Num =1 =80 M Hz Z=50 O hm BW pass Ri ppl e=0. 1 dB BW s t op=300 G H z Ast op=25 dB N=3 I L=1 dBAt t enuat or AT TEN 1 Loss =1. 2 dB VS W R =1.Am pl i f i er AM P3 S21=dbpol ar ( 14, 180) S11=pol ar ( 0, 0) S22=pol ar ( 0, 180) S12=0 NF=1. 9 dBBP F_Chebys hev Am pl i f i er BP F2 AM P2 Fcent er =2450 M Hz S21=dbpol ar ( 15. 5, 0) BW pass =80 M Hz S11=pol ar ( 0, 0) Ri ppl e=0. 1 dB S22=pol ar ( 0, 180) BW s t op=300 M Hz S12=0 Ast op=25 dB NF=3. 5 dB N=3 I L=2 dBTer m Ter m2 Num =2 Z=50 O hmm2 i nd D el t a=7. 000E7 dep Del t a=27. 872 del t a m ode O Nm1 f r eq=2. 450G Hz dB( S( 2, 1) ) = 20. 300 m1m3 f r eq=2. 420G Hz dB( S( 2, 1) ) = 20. 29250 030 25m4 i nd Del t a=6. 000E7 dep Del t a=0. 005 del t a m ode O Nm2dB ( S( 2, 1) )dB ( S( 2, 1) )m350 100 150 200 1. 4 1. 6 1. 8 2. 0 2. 2 2. 4 2. 6 2. 8 3. 0 3. 2 3. 4 3. 620 15 10 5 2. 30 2. 35 2. 40 2. 45m42. 502. 552. 60f r eq,G Hzf r eq,G Hz图 ２－１２　系统频带选择性仿真原理图及仿真结果　 Ｆｉｇｕｒｅ２－１２　 ｔｈｅ　 ｂｌｏｃｋ　 ｄｉａｇｒａｍ　 ａｎｄ　 ｒｅｓｕｌｔ　 ｏｆ　 ｂａｎｄ　 ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ　 ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ　 ｏｆ　 ｔｈｅ　16上海交通大学硕士学位论文参考文献［１］ Ｓｔｅｐｈｅｎ　Ｈ．　Ｋｒａｔｚｅｔ，　Ｅｋａｎｉｘ，　Ｉｎｃ．　Ａ　ＱＰＳＫ　ｄｉｒｅｃｔ　ｓｐｒｅａｄ　ｓｐｅｃｔｒｕｍ　（ＤＳＳＳ）　ｓｙｓｔｅｍ，　 ｕｓｉｎｇ　ａ　ｃｈｉｐｓｅｔ　ｄｅｓｉｇｎｅｄ　ｆｏｒ　ｕｓｅ　ｗｉｔｈ　８０２．１１　ＷＬＡＮ　ｓｙｓｔｅｍｓ．　Ｔｈｅ　ｓｙｓｔｅｍ　ｕｓｅｓ　ａ　 ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ　 ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ　 ｗｉｔｈ　 ＱＰＳＫ　 ｏｒ　 ＯＱＰＳＫ　 （ｏｆｆｓｅｔ　 ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　 ｐｈａｓｅ　 ｓｈｉｆｔ　 ｋｅｙｉｎｇ）．　 Ａｌｓｏ，　４－ｐｏｌｅ　Ｇａｕｓｓｉａｎ　ｆｉｌｔｅｒ　ｄｅｓｉｇｎ　［Ｊ］．　Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　ｎｏｔｅ　ＡＮ１３７Ｅ　Ｍａｙ　２１　２００２　 ［２］　Ｈｉｇｈ－ｓｐｅｅｄ　ｐｈｙｓｉｃａｌ　ｌａｙｅｒ　ｅｘｔｅｎｓｉｏｎ　ｉｎ　ｔｈｅ　２．４ＧＨｚ　ｂａｎｄ．　ＩＥＥＥ　ＳＴＤ　８０２．１１ｂ－１９９９　 ［３］　Ｒｏｂｅｒｔ　Ｒｏｏｄ，　Ｄｏｕｇ　Ｓｃｈｕｌｔｚ　２．４ＧＨｚ　ｄｉｒｅｃｔ　ｓｅｑｕｅｎｃｅ　ｗｉｒｅｌｅｓｓ　ＬＡＮ　ｃａｓｃａｄｅ　ａｎａｌｙｓｉｓ　 ［Ｊ］．　Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　ｎｏｔｅ　ＡＮ９８１０．１　Ｍａｙ　２０００　 ［４］　Ｃａｒｌ　Ａｎｄｒｅｎ，　Ｍｉｋｅ　Ｐａｌｊｕｇ，　ａｎｄ　Ｄｏｕｇ　Ｓｃｈｕｌｔｚ，　Ｐｒｉｓｍ１ｋｉｔ－ｅｖａｌ　ＤＳＳＳ　ＰＣ　ｃａｒｄ　ｗｉｒｌｅｓｓ　 ＬＡＮ　ｄｅｓｃｒｉｐｔｉｏｎｃ　［Ｊ］．　Ｉｎｔｅｒｓｉｌ　ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　ｎｏｔｅ　Ａｕｇｕｓｔ　１９９９　ＡＮ９６２４．６　 ［５］　Ｒｏｙ　Ｂｌａｋｅ　现代通信系统［Ｍ］．北京 电子工业出版社　２００３ 年　 ［６］　宋文涛　罗汉文　移动通信［Ｍ］．上海交通大学出版社　１９９６ 年　 ［７］　清华大学微带电路编写组　微带电路［Ｍ］．　　北京 北京人民邮电出版社　１９７５ 年．　 ［８］　陈邦媛　射频通信电路［Ｍ］．北京　科学出版社　２００２ 年　 ［９］　Ｃｏｔｔｅｒ　Ｗ．Ｓａｙｒｅ 无线通信设备及系统设计大全［Ｍ］　 北京　人民邮电出版社　２００４ 年　 ［１０］王翠荣　双频手机射频子系统设计与实现　华东师范大学硕士学位论文　２００２ 年　17上海交通大学硕士学位论文第三章 低噪声放大器的设计3.1 概述在超外差接收机中 下变频器前的 RF 放大器必须是低噪声放大器(LNA) 按多级线性系统级联噪声系数公式可知 参见 2.3.1 节 引入具有一定增益的LNA 可以减弱变频器和后级 IF 放大器噪声对整机的影响 这对提高灵敏度是有 利的 但 LNA 的增益不能太高 因为下变频器是非线性器件 进入的信号太大 会引起非线性失真 所以 LNA 的增益一般为 15dB 左右 LNA 在提供 15dB 左右的前端射频增益的同时 也生成了小于 20dB 的噪声系数 NF 及大部分互调 失真 IMD 由于接收机的大部分噪声系数和互调失真是 LNA 生成的 得低 NF LNA 必须噪声系数低 增益高 另外 所以接收机要获LNA 与接收机前端滤波器还必须匹配 但这样做将增加噪声 最佳 NF 时的匹配与高回波损耗 或低失配损 耗时的匹配常常相矛盾 要求最低 NF 和高增益 所以 LNA 必须折中设计 放大器匹配设计时 考虑到接收机的第一级放大要考虑最佳 NF 与可接收增益值 通过 S 参数提供的信息 一般厂商在小信号放大器的设计中普遍使用 S 参数 会在器件参考手册中给出 定性设计者可以计算出一个元件的增益回波损耗 稳反向隔离度以及它们的输入输出阻抗3.2 低噪声放大器的噪声电路模型RF 放大器是一个放大微弱信号 机增益分配在系统 RF 和 IF 级间 而不增加任何失真和噪声 以便接收机进一步处理的有源网络 接收当然理想的放大器只增加期望信号的幅度但实际的放大器都会在期望的信号中增加噪声和失真 在接收通道中 天线之后的第一级放大器贡献了大部分系统噪声系数 所以 在噪声网络之前提高增益 将有利于减少该网络的噪声贡献 为了分析电路的噪声影响 我们建立一个噪声电路模型 它由信号源电路加 上噪声网络 连接在噪声双端口网络的信号源采用电流源加导纳 Ys 表示 为了便 于分析我们将双端口网络分离出的内部噪声源 Vn In 放在网络输入端 如图 3-1 所示18上海交通大学硕士学位论文Vn IsYsI2 In输入端噪声分离 双端口网络V2图 ３－１　　　计算放大器噪声系数的双端口网络模型　 Ｆｉｇｕｒｅ３－１　ｔｗｏ－ｐｏｒｔ　ｎｅｔｗｏｒｋ　ｍｏｄｅｌ　ｆｏｒ　ｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎ　ｔｈｅ　ｎｏｉｓｅ　ｏｆ　ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　假设来自信号源的噪声与来自双端口网络的噪声不相关 则噪声功率正比于 噪声分离放大器输入端的短路电流的均方值 I 2 sc 比于信号源电流的均方值 I 2 s 单独来自信号源的噪声功率正由此 噪声系数 F 表示为 F= I 2 sc I 2s 3-1由于 I sc = ? I s + I n + VnYs所以I 2 sc = ? I s + I n + VnYs()2= I 2 s + I n + V n Ys()2? 2 I s (I n + VnYs )3-2由于信号源噪声和双端口网络噪声是不相关的 I s (I n + VnYs ) = 0 则 3-2 简化为有 3-3I 2 sc = I 2 s + I n + VnYs 将式 3-1 代入式 3-4 得到()23-4(I F = 1+假定噪声源 Vn 和 I n 是部分相关的n+ V n Ys I 2s)23-5则噪声电流 I n 可分为与噪声电压 Vn 完全 则有 I nuVn = 0 Vn Vn* 2 *不相关噪声电流 I nu 和完全相关噪声电流 I nc* 2I nVn = Yc Vn 或 Yc = Yc 在电路中并不存在 它由下式定义 I nc = YcVn193-63-7上海交通大学硕士学位论文设Yc = Gc + jBc Ys = G s + jBs2再将噪声电压用等效噪声电阻 Rn 表示为 3-8 FET 管 P 无量纲Vn = 4kT0 Rn B 其中 B = ?fg m P ?f 带宽 gm 器件跨导的漏极噪声因子不相关噪声电流用等效噪声电导 Gu 表示 I nu = 4kT0 Gu B23-9又信号源产生的噪声与信号源电导有如下关系 I s = 4kT0 G s B23-10 得2将式 3-83-9和3-10 代入式 3-5F = 1+ = 1+4kT0 Gu B + G s + jBs + Gc + jBc 4kT0 Rn B 4kT0 Gs B Gu Rn (Gs + Gc )2 + (Bs + Bc )2 + Gs Gs[]3-11 Rn上式表明 在信号源导纳已知的情况下 噪声系数取决于双端口网络的 Gn Gc Bc 它们与放大器的工作状态和频率有关将噪声系数对 Bs 求导 并令其为 0 得 Bs = ? Bc 再将得到的 FBs = ? Bc 对 G s 求 导 也令其为 0 解出 G s = Gc + 于是 得出源导纳的最优值为 Yopt = Gopt + jBopt = Gc2 + 从式(3-12)解出 Gu 系数 Fmin = 1 + 2 R(Gc + Gopt ) 因此 任意信号导纳时的噪声系数是 3-14 取 G s = Gopt B s = ? Bc Gu ? jBc Rn 3-13 于是 得最小噪声2Gu Rn3-12代入式 3-1120上海交通大学硕士学位论文F = Fmin +Rn [(G s ? Gopt ) 2 + ( Bs ? Bopt )] Gs3-15上式表明 F 依赖于 Yopt = Gopt + jBopt 和 Fmin 当指定这些数值后 噪声系数 F 的 大小将由信号源导纳 Ys 决定 四个噪声参数可以用测量方法得到 也可以通过晶 体管的噪声电路进行估算 具体方法见参考文献根据反射系数与导纳的关系有 ys = 将反射系数用归一化导纳表示为 Γs = 由上面两式可得 F = Fmin + N 其中 F ? Fmin 1 ? Γopt N= 4rn21 ? Γs 1 + Γsy opt =1 ? Γopt 1 + Γopt1 ? ys 1 + ysΓopt =1 ? y opt 1 + y opt3-16Γs ? Γopt 1 ? Γs23-17=Γs ? Γopt 1 ? Γs223-18式 3-17 更便于 LNA 的应用 应为在许多产品数据资料中 LNA 的特性都是 以 S 参数和最佳反射系数对频率的关系给出的 3-18 是一个等噪声系数方程 Γs ? Γopt 1+ N2当 F 一定N 也一定所以式经过简单的运算和化简 =得到 3-192 1 [ N 2 + N (1 ? Γopt )] 2 1+ N上式是一个圆方程 在 Smith 圆图上 ON = Γopt 1+ N RN =其圆心 O N 和半径 R N 分别为2 1 [ N 2 + N (1 ? Γopt )] 1+ N3-20当采用一个圆函数表示 F 时 可以运用 Smith 圆图来确定特定应用中的最佳噪声 系数匹配 通过绘制 Smith 圆图上的噪声圆 就可以显现 LNA 的噪声性能 这种技术可以直接看到调谐的作用以估计实际的噪声性能21上海交通大学硕士学位论文对于任何一个双端口网络 噪声系数用于度量信号经过网络传输后增加的噪 声 对于任何实际电路 输出端的信噪比 SNR 都要差于输入端上的信噪比但是 在大多数电路设计中 每个双端口网络产生的噪声通过合理地选择工作点 和源阻抗 就可以尽可能地降低 其前提是对一般微波放大器的最大单向化增益设计完全由其 S 参数表示两端匹配 一般情况下需要在输入输出端加匹配网络 这样制成的放大器的增益 就可明显高于器件本身的 S 212但对于 LNA 设计 要兼顾增益和噪声性能 端 匹配网络 以上的分口的匹配要特别设计 所以在 LNA 中很少使用精确的 50析对大多数 LNA 的设计来说具有普遍性 对于 HFA3424 MMIC 无需外部匹配 在其应用手册中也没有给出 S 参数和最优反射系数 Γopt 对频率的关系3.3 HFA3424 低噪声放大器的设计3.3.1 低噪声放大器的 MMIC 偏置HFA3424 LNA MMIC 使用 FET 作为 有源放大部件 中的重要一环 括 效率 噪声 FET 的偏置是放大器设计 偏置电路的设计考虑应包 振荡的抑制 独立的电 FET 管源供电射频扼流和阻抗匹配等使用源偏置 它是一般 A 类放大器的偏置 技术图 ３－２　带有源极电阻的 ＦＥＴ 管偏置电路　 Ｆｉｇｕｒｅ３－２　ＤＣ　ｂｌｏｃｋ　ｏｆ　ＦＥＴ　ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ　 ｗｉｔｈ　ｒｅｓｉｓｔｅｒ　ａｔ　ｃｏｕｒｓｅ　ｅｌｅｃｔｒｏｄｅ　称为自偏置技术见图 3-2 所示带有源电阻的偏置电路广泛用于中小功率 情况 它只需要一个电源供电 FET 在有 所以输入信号时将没有任何栅极电流 漏极电流将恒等于源极电流当电源电压 该电阻的顶加上时由于串联电阻 Rs 的作用源极电流在流过源极电阻 Rs 时端将产生一个正向电压 由于栅极电流为零 极电路共享 对于源极来讲 所以栅极对地电压恒为零 栅极的电压为负且共源极 FET 的源极被漏极和栅 而相这就使得电阻 RG 上的压降为零这使 FET 管可以使用 A 类 AB 类或 B 类 Q值点进行偏置 根据漏-源电流 I D 和所需的工作偏置来选择 Rs 的值 具体哪一种22上海交通大学硕士学位论文偏置取决于电阻 Rs 的选择还可以在 Rs 两端并入一个电容来使偏置为一稳定的 管脚 2 提供了一个可调外部电阻以获得任意工作直流电压 对 HFA3424 来讲 电流 对 A 类偏置来讲良好工作状态的 I D 为 I DSS 的 50%ＶＤＤＲＦＣ１ ２ＢＢ3.3.2 HFA3424 低噪声放大器的版图设计图 3-3 所示为 HARRIS 公司的 HFA3424 当 VDD 为 3 5V 电流为Ｒ ＣＣ４ ８ ５ ６ＣＢ5mA 且 NF 大约为 1.9dB 时 稳定地 ＲＦ　ＩＮ 工作在 2.4 2.5GHz 的频带 拥有 14dB 的增益 在射频输入端 如果存在来自 上一级的直流时 需要一个隔直电容 的输入输出３ＨＦＡ３４２４ （ＳＯＩＣ）ＣＣ７ＲＦ　ＯＵＴC C HFA3424 提供了 50图 ３－３　ＨＦＡ３４２４　ＬＮＡ 电路结构　 Ｆｉｇｕｒｅ３－３　ｃｉｒｃｕｉｔ　ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ　ｏｆ　 ＨＦＡ３４２４　ＬＮＡ　阻抗 所以在 PCB 上无需任何匹配网络 通过管脚 7 上的隔直电容 C C 输出 RF 进入偏置电源的任何 RF 信号会引起整个系统的不稳定和噪声 为了去耦或阻止 交流信号进入电源 可以使用图中的射频扼流圈 RFC 和旁路电容 CB 通常可以 选择多个 CB 以阻止一个宽带的电磁干扰或电源电压的波动 也防止进入MMIC 通过调整管脚 2 上的接地电阻 改变 MMIC 的偏置电流 范围从 3mA 7mA 需要注意的是 为了达到所需的功能 去耦电容必须远离它们的并联 高 阻抗 谐振模式 而去耦电感则不要与任何串联 低阻抗 谐振模式接近在大多数 MMIC 和 RFIC 中 一般不必把所有的接地管脚接在一起然后通过 单一的过孔接地 因为芯片内部各级放大之间的反馈会产生不稳定性 就近接地 至关重要 这不仅能消除芯片内部的不稳定 而且也能消除不需要的增益峰值并且降低内部各放大级间的高阻接地回路的回波损耗 以免引起正反馈 在实际 的版图中我们使用多个接地孔 且离接地管脚尽可能地近 这在微波频段可以降 低对地电感 与 MMIC 芯片连接的 50 微带线的宽度取决于 PCB 的介电常数和厚度 实 0.51mm 的宽度不同 这际为 0.82mm 由于 50 微带线的宽度与管脚 0.31将在 MMIC 的输出和输入端形成阶梯跳变 产生 0.01nH 0.2nH 的附加串联电 感 在设计连接时 我们将微带逐渐变窄到管脚的宽度23这样能使跳变最小化上海交通大学硕士学位论文由于较长的接地线会降低增益导致 P1dB 我们重申就近接地的重要性且直接通过 PCB 的过孔接地 这样可以尽量减少对地电感 由于我们使用的 PCB 板 的厚度为 0.3mm 因此 就近以过孔直接接地所产生的感抗小于 0.1nH.3.3.3 HFA3424 低噪声放大器的屏蔽盒设计固定微带电路基板的屏蔽盒主要起电屏蔽作用 一般采用铝材制作 当屏蔽 盒的尺寸选择不合适时 可能在某一频率发生衰减的尖锋 这是由屏蔽盒的谐振 效应引起的 当工作频率接近屏蔽盒的谐振频率时 部分能量被吸收 因此产生 衰减尖峰 屏蔽盒空腔如图 3-4 所示 它是一个长 宽 深分别为 L ab的金属矩形腔 在求其谐振频率时与一般矩形波导相同 先将其看成截面为 a × b 的 矩形波导 求其波导波长 λ g 再令长度 L = λ g / 2 的整数倍 根据此关系即可求得谐振频率 但由于底部还有一层厚度为 h 界波长和波导波长与标准矩形波导不同介电常数为 ε r 的介质基板 故其临近似表达为λg ≈λ0 λ N ? ( 0 )2 1 h 2a 1 ? (1 ? ) εr b13-21当 N = 1 时表示最低型即沿横截面的 a 方向只有半个驻波的电场变化在高次型时 其半个驻波的个数 N 为任意整数 此公式只有在 2π (b ? h) 及 2πh 远小于上 述波型的截止波长是才得到较好的近似 一般情况下 都取屏蔽盒的深度及介质 的厚度远小于盒的长度和宽度 故上述关系是成立的谐振时 屏蔽盒的尺寸满足下述关系 L=M 其中 M 为任意整数 若令 C= 1 1 h 1 ? (1 ? ) εr b (3-23)λg23-22则(3-21)可表示为24上海交通大学硕士学位论文LC = Mλ0Nλ 2 1 ? ( 0 )2 2aC(3-24)此即为屏蔽盒尺寸与谐振频率的关系式.一般 M 和 N 最大值取 2 或 3 即可,分高 次谐振模式已很微弱,可不考虑 我们取 LNA 的屏蔽盒的尺寸为 (40 × 28 × 17)mmh = 0.3mm聚四氟乙烯基板厚度ε r = 2.65我们取 MN 为(1,1) (1,2) (2,1) (2,2)四种组合 计算相应的谐振频率为 6.503GHz 9,116GHz 11.289GHz 13.006GHz 可知无谐 振频率落在 2.4GHz 2.5GHz 频段内 屏蔽盒尺寸设计是可行的 谐振频率可以 见附录很方便地用简单的 Matlab 程序进行计算3.4 HFA3424 低噪声放大器的制作和测试结果与其他绝大多数电子学科不同 和微波领域 PCB 的结构 构建 在射频 材料几乎与电路本身同样重要 如果选择不当将导致 设计的失败 在 2.4GHz 频段 选择电路板材料时要考虑导体损耗和介质损耗 较常选 择的是r=2.65 的 F4 聚四氟乙烯 板 通图 ３－４　ＨＦＡ３４２４　ＬＮＡ　微带电路板实物　 Ｆｉｇｕｒｅ３－４　ｔｈｅ　ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ　ＰＣＢ　ｏｆ　 ｔｈｅ　ＨＦＡ３４２４　ＬＮＡ　过实验 证明此类材料无论从经济上还是物 理尺寸上 都比较容易实现 图 3-4 所示为 PCB 的印制版图 图中有两个 22pF 的隔直电容 一个 500pF 接地旁路电容 一个 15nH 射频扼流圈 还包括一个 30 更换接地电阻 电路中使用的器件均为 0805 系列35 可其中射频扼流圈为美国 我们使用Coilcraft(线艺中国)公司提供的空芯电感线圈在接入直流偏置时了 3000pF 的穿芯电容,以防止射频信号进入直流电源 用 Agilent8722ES 矢量网络分析仪对 LNA 的传输性能进行测试 结果见图3-5 所示 其中在设计频带内小信号增益最高可达 14.7dB 输入端反射系数&1.4 达到系统使用要求 用 Agilent 噪声分析仪对 LNA 的噪声进行测试 见图 3-6 所 示 从测试结果看 当工作电流约为 20mA 时 接近设计目标252.4GHz2.5GHz 时的均可得到约为 2.4dB 的噪声系数上海交通大学硕士学位论文图 ３－５　ＨＦＡ３４２４　ＬＮＡ　实测 Ｓ 参数　 Ｆｉｇｕｒｅ３－５　ｔｈｅ　ｐｒａｃｔｉｃｅ　ｃｕｒｖｅ　ｏｆ　ＨＦＡ３４２４　ＬＮＡ　１０．０８．０Ｎｏｉｓｅ　ｆｉｇｕｒｅ（ｄＢ）６．０４．０２．００ ２．０ ２．２ ２．４ ２．６ ２．８ ３．０ｏｕｔｐｕｔ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ（ＭＨｚ）图 ３－６　ＨＦＡ３４２４　ＬＮＡ 的输出噪声系数　 Ｆｉｇｕｒｅ３－６　ｔｈｅ　ｏｕｔｐｕｔ　ｎｏｉｓｅ　ｆｉｇｕｒｅ　ｏｆ　ＨＦＡ３４２４　ＬＮＡ　附 录%计算屏蔽盒的谐振频率 L=40 a=28 b=17 h=0.3 ER=2.65 C0=3e11 FR=zeros(2,2) C=sqrt(1/(1-h*(1-1/ER)/b)) for m=1:3; for n=1:3; WL0=sqrt((2*L*C/m)^2/(1+(L*n/(a*m)) ^2)) FR(m,n)=C0/WL0 end end参考文献［１］　Ｃｏｔｔｅｒ　Ｗ．Ｓａｙｒｅ　无线通信设备与系统设计大全［Ｍ］．北京　人民邮电出版社 ２００４ 年　 ［２］　Ｍａｘｉｍ　Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ　Ｊｏｕｒｎａｌ　［Ｊ］．　Ｄａｌｌａｓ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ 第 ４７ 期 Ｐ１２　 ［３］　Ｒｅｉｈｏｌｄ　Ｌｕｄｗｉｇ 射频电路设计理论与应用［Ｍ］．北京　电子工业出版社　２００２　 ［４］　曾俭恭　微波固态电路设计［Ｍ］．　机械电子工业部第 １４ 研究所　１９９１ 年　 ［５］　清华大学 微带电路 编写组　 微带电路［Ｍ］．人民邮电出版社 １９７６ 年　26上海交通大学硕士学位论文第四章 SIR 带通滤波器的仿真设计和优化4.1 概述微波带通滤波器作为一种体积小 重量轻和可靠性高的微波混合集成电路广 泛应用于通信领域 它是从集总参数低通原型滤波器出发 经过频率变换 导出 集总参数耦合谐振带通滤波器的设计公式 然后用微波结构来实现这些耦合结构 和谐振器 从而得到微带带通滤波器 微波带通滤波器的种类很多 如电容间隙 耦合传输线带通滤波器 梳状带通滤波器 叉指型滤波器和半波长谐振器平行耦 合带通滤波器等等 带通滤波器 阶梯阻抗谐振器 Stepped Impedance Resonators 平行耦合 它是简称 SIR 滤波器是一种比较新颖的平行耦合带通滤波器Mitsuo Makimoto 和 Sadahiko Yamashita 于 1980 年首先提出来的 SIR 滤波器主要用于上下变频器 HFA3624 中 必不可少的关键部件 它不仅要滤掉 LNA这里设计的它是低噪声放大器和混频器之间 的非线性产生的所低噪声放大器有谐波分量 还要滤掉由 LNA 自身引起的镜像噪声 及带外信号和 LO 本振 反馈信号 寄生通带是微波滤波器特有的指标 由于分布参数传输线段周期性频率响应 所引起 其结果是在设计通带以外的某些频率 通常与通带中心频率之间成整数 倍关系 处产生通带 即所谓寄生通带 半波长谐振器带通滤波器第二通带的中 心频率是基频的两倍或三倍 作为振荡器或放大器的输出滤波器使用时 谐波抑 制较差 为克服这一问题 我们考虑使用非均匀线谐振器作为滤波器 即上述的 SIR 滤波器 这种滤波器谐波抑制高 且通过改变谐振器的结构 可以控制寄生 响应频率和插入损耗4.2 滤波器设计的理论基础4.2.1 集总参数带通滤波器的设计根据滤波器网络综合理论所有类型的滤波器均可映射成归一化的低通原型 因此 带通滤波器可经频率变换由低通原型导出 频率映射关系如图 4-1 所 示 图中的变换关系为ω ω0 ? ) ω0 ω ω′ = ′ W ω1(274-1上海交通大学硕士学位论文Ａ －　　＇ ０ 　　＇ 　　＇Ａ图 ４－１　低通原型及其相应带通滤波器的频率响应　 Ｆｉｇｕｒｅ４－１　ｌｏｗ－ｐａｓｓ　ｐｒｏｔｏｔｙｐｅ　ａｎｄ　ｉｔｓ　ｈｏｍｏｌｏｇｏｕｓ　ｂａｎｄ－ｐａｓｓ　ｆｉｌｔｅｒ　ｗｉｔｈ　ｉｔｓ　 ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｒｅｓｐｏｎｓｅ　　　　其中 ω 0 = ω 1ω 2 为带通滤波器的中心频率 ω 1 是下边带频率 ω 2 是上边带频 率 ω ′ 是归一化频率 W = (ω 2 ? ω 1 ) / ω 0 是带通滤波器的相对带宽 低通原型滤 波器中电感元件 L ′ 的感抗经过式 4-1 变换后为 ? 1 ? ′ ω = ? L L s ? ωC s ? 4-2ω ′L ′ =′ ? ω ω0 ω1 ? ? W? ? ω0 ω其中 Ls 和 C s 分别为 LC 串联谐振电路的电感和电容值 Ls = 同理 ′L′ ω1 Wω 0 Cs = W ′ω 0 L ′ ω1 4-1 式变换后得 4-4 在此变换过程中 低通滤波 4-3低通原型中的电容元件 C ′ 的容抗经 Cp = ′C ′ ω1 Wω 0 Lp =W ′ω 0 C ′ ω1L p 和 C p 分别为 LC 并联谐振电路的电感和电容值器中的 L ′ 和带通滤波器中 LC 串联谐振回路对应 低通滤波器中的 C ′ 和带通滤波 器中 LC 并联谐振回路对应 设计带通滤波器了 根据这种关系就可以但这种方法只适用于低频情况 当电路尺寸与工作波长可比拟时 传输线上的 分布参数对电路有着重要影响 这时必须寻求别的 解决办法4.2.2 平行耦合线带通滤波器的设计原理ＪＹｉｎＹＰ1.导纳倒置变换器28图 ４－２　　导纳倒置器　 Ｆｉｇｕｒｅ４－２　ａｄｍｉｔｔａｎｃｅ　 ｉｎｖｅｒｔｅｒ　上海交通大学硕士学位论文根据滤波器原理可知 集总参数带通滤波器是由串臂上的串联谐振回路和并 臂上的并联谐振回路组成的 在传输线上 要相间地将谐振元件串联和并联在线 上是比较困难的 但是 在微带电路结构中将谐振元件串联在线上则比较容易实 现 这时倒置器成为解决问题的关键 它能将原来并联的元件变换为串联元件 另一种是导纳倒置器 J 两种倒置器在本倒置器分两种 一种是阻抗倒置器 K质没有区别 在设计 SIR 滤波器时 我们使用导纳倒置器 如图 4-2 所示 导纳 倒置器有如下关系 Yin = 其中 Yin 是倒置器输入导纳 J2 Yp 可以看出 4-5 Yin 和 Y p 之间Y p 是倒置器负载导纳有一倒置关系 Y p 越大 则 Yin 越小 Y p 是容性 Yin 就成感性 由电路理论可知 一个并接的并联谐振回路两端各接一个导纳倒置器 可等效成一个串接的串联谐 振回路 图 4-3 是利用倒置变换器实现的一种带通滤波器电路模型ＧａＪ０１Ｃ ｒ１Ｌｒ１Ｊ１２Ｃｒ２Ｌｒ２Ｊ２３ＣｒｎＬｒｎ Ｊｎ，ｎ＋１Ｇｂ图 ４－３　　耦合谐振带通滤波器等效电路图　 Ｆｉｇｕｒｅ４－３　ｔｈｅ　ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ｏｆ　ｃｏｕｐｌｅｄ　ｒｅｓｏｎａｔｏｒ　ｂａｎｄ－ｐａｓｓ　ｆｉｌｔｅｒ　在微带电路中可以用不同的方法来实现 J 倒置器 如半波长平行耦合线 电 容间隙传输线λ 4 传输线等等 SIR 滤波器也是利用平行耦合线来实现 J 倒置器 所以常规的平行耦合线的理论同样适用与 SIR 滤波器 2.平行耦合节 为了设计平行耦合的 SIR 滤波器 必须确定耦合部分的奇偶模的阻抗关系和 导纳转换参数 我们先讨论任意长度平行耦合传输线及其等效电路 如图 4-4 所 示 平行耦合节可等效为一个导纳倒置器和在两端连接电长度为 θ Y0 的传输线段的组合 图 4-4 a 的 ABCD 矩阵可表示为 特性导纳为29上海交通大学硕士学位论文Ｚ０ｅ Ｚ０ｏ Ｊ Ｙ０ （ａ）－９０Ｙ０（ｂ） 图 ４－４ 平行耦合节及其等效电路　Ｆｉｇｕｒｅ４－４　ｐａｒａｌｌｅｌ－ｃｏｕｐｌｅｄ　ｌｉｎｅ　ａｎｄ　ｉｔｓ　ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ　ｉｎｖｅｒｔｅｒ　ｃｉｒｃｕｉｔ　? Z 0e + Z 0o cosθ ? Z Z ? 0 0 e o [Fa ] = ? 2 sin θ ? ? jZ ?Z 0e 0o ? 图 4-4 bj(Z 0e ? Z 0o )2 + (Z 0 e + Z 0o )2 cos 2 θ ? ? 2(Z 0 e ? Z 0 o )sin θ ?Z 0 e + Z 0o cosθ Z 0e ? Z 0o ? ? ?4-6的 ABCD 矩阵可表示为 ? J ?? 1 2 2 j? ? Y 2 sin θ ? J cos θ ? ?? ? 0 ?? ? ? J Y0 ? ? ? θ θ sin cos + ? ?Y ? ? ? 0 J ? ?? ? J Y0 ? ? ? ?Y + J ? ? sin θ cosθ 0 ? ? ? [Fb ] = ? 2 ? Y0 ? 2 2 ? j? ? J sin θ ? J cos θ ? ? ? ? ? ? 比较 [Fa ]和 [Fb ] 对应元素4-7使矩阵对应元素相等 并解联立方程得 ? ? ? 1+ ? ? J Y ? cscθ + ? J Y ? 0? 0? ? ? =2 ? 1? ? ? J Y ? cot θ ? 0? 2 2Z 0e Z04-8Z 0o Z0? ? ? 1? ? ? J Y ? cscθ + ? J Y ? ? 0? ? 0? =2 ? 1? ? ? J Y ? cot θ ? 0? 224-94.3 SIR 带通滤波器的设计原理4.3.1 SIR 谐振器的频响特性谐振器节结构如图 4-5 所示 成 对应的导纳分别为 Y1 和 Y2SIR 由对称的两个不同特性阻抗线 Z1 和 Z 2 构30上海交通大学硕士学位论文Ｔ ２２ １ ＝２ 　　＋　　Ｔ ２ ２２ １ ＝２ 　　＋　　２１２１２Ｚ２Ｚ１２ １ Ｋ＝Ｚ　／Ｚ　　＜１Ｚ２Ｚ２ Ｚ１２ １ Ｋ＝Ｚ　／Ｚ　　＞１Ｚ２（ａ）（ｂ）图 ４－５　　ＳＩＲ 谐振器结构图　 Ｆｉｇｕｒｅ４－５　ＳＩＲ　ｒｅｓｏｎａｔｏｒ　ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ　1. 基频谐振条件 用谐振器耦合部分的导纳 Y2 表示整个谐振器的导纳 Yi Yi = jY2 ? 得 4-102(K tan θ1 + tan θ 2 )(K ? tan θ1 tan θ 2 ) K 1 ? tan 2 θ1 1 ? tan 2 θ 2 ? 2 1 + K 2 tan θ1 tan θ 2()() ()其中 K = 阻抗比 = Z 2Z1 这样可简化设计 因此 在下面的讨论中在实际应用中 一般取 θ 1 = θ 2 我们取 θ 1 = θ 2 = θ 则式4-10 变为Yi = jY2 ? 谐振条件为2(1 + K ) K ? tan 2 θ tan θ K ? 2 1 + K + K 2 tan 2 θ + K tan 4 θ(())4-11Yi = 0 所以得基频振荡条件 K = tan 2 θ 04-12θ 0 是基频 f 0 对应的电长度 则 θ 0 = arctan K2.寄生谐振条件 设谐振频率为 f sn (n = 1,2,3, / ) 对应的 θ 为 θ sn (n = 1,2,3, / ) 从式 4-11 和 式 4-12 可得寄生谐振条件为 tan θ s1 = ∞ tan 2 θ s 2 ? K = 0 tan θ s 3 = 0 4-14 4-1331上海交通大学硕士学位论文即θ s1 =π 2θ s 2 = ? arctan K + kπ(k = 1,2,3,/ )θ s3 = π则f s1 θ s1 π = = f 0 θ 0 2 arctan K ?f ? f s2 θ s2 = = 2? s1 ? ? 1 ? f ? θ0 f0 ? 0 ? ? f s1 ? f s3 θ s3 = = 2? ? f ? ? θ0 f0 ? 0 ? 从式 4-15 可以很明显地看出 谐振频率受阻抗比 K 控制 这是 SIR 滤波 器的特点之一 值得注意的是 过 K 值的选取 K 值也是决定 SIR 滤波器性能的重要参量 通 4-15可以改变寄生谐振频率使某些 f 0 的整倍数频率处不产生寄生 如果希望得谐振 在设计中如果希望得到窄通带和宽阻带特性 则选择 K & 1 到小的插入损耗 则选择 K & 14.3.2 导纳斜率参数1.微波电路导纳斜率参数 集总参数电路与微波电路间的等效是按照下列方法建立起来的 集总参数等 效电路中的电抗元件 是依据传输线谐振器的斜率参数确定的 电抗和电纳斜率 参数是联系传输线谐振器和集总参数等效电路的简便方法 并联谐振器的电纳斜 率参数 b 可表示为 b=ω 0 dYi 2 dω4-16ω =ω 0ω 0 是谐振频率的 SIR 滤波器Yi 是谐振器的电纳 4-16 式变为因为 θ 与 ω 之间存在对应关系对于讨论b= 4-11 式对 θ 求导 得 b=θ 0 dYi 2 dθθ =θ 0θ0 2 Y = 2θ 0Y2 ? 2(1 + K ) ? (1 + K ) 2 24-172. 带通滤波器 J 倒置器的特性导纳 n 级带通滤波器的结构示意图如图 4-6 所示32上海交通大学硕士学位论文ｅ ０１ （Ｚ０ 　） ｏ ０１ （Ｚ０ 　）Ｙ０（ Ｚ０）Ｚ１２Ｔｅ １２ （Ｚ０ 　） ｏ １２ （Ｚ０ 　）Ｚ１ｅ ２３ （Ｚ０ 　） ｏ ２３ （Ｚ０ 　）＝４ ｅ ｎ ， ｎ ＋１ （Ｚ０ 　） ｏ ｎ ， ｎ ＋１ （Ｚ０ 　）Ｙ０（ Ｚ０）图 ４－６　阶梯阻抗带通滤波器结构　 Ｆｉｇｕｒｅ４－６　ｂａｎｄ－ｐａｓｓ　ｆｉｌｔｅｒ　ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ　ｕｓｉｎｇ　ＳＩＲ　ｒｅｓｏｎａｔｏｒｓ　所有的谐振器节的电纳斜率参量均相同 b = 2θ 0Y0 当谐振器节元件值 g i 和 相对带宽 W 作为带通滤波器设计的基本参量给出后 J 倒置器的特性导纳表示为 J 01 = J i ,i +1 = W 2Wθ 0 Y0 b1W = Y0 g 0 g1 g 0 g1 (i = 1,2,3, / n ? 1) 4-182Wθ 0 bi bi +1 = Y0 g i g i +1 g i g i +1 J n ,n +1 =4-192Wθ 0 Y0 b1W = Y0 g n g n +1 g n g n +14-20再利用式 4-8 和式 4-9 就可以得到耦合线的设计数据 这样就有可能设计 SIR 滤波器了4.4 SIR 滤波器的设计设 SIR 带 通 滤 波 器 的 设 计 指 标 如 下 ?f = 0.1GHz 且 n=3 带内波动 R ≤ 0.1dB 中 心 频 率 f 0 = 2.45GHz 带宽带外抑制&25dB滤波器为切比雪夫响应 导带厚度采用聚四氟乙烯基板 ε r = 2.65 取特性阻抗为 50? 一种 K = 2基板厚度 h = 0.8mmt = 0.03mm我们取两种阻抗比Z 1 = 25?Z 2 = 50?对应基频电长度 对应基频电长度θ 0 = 0.9553 θ 0 = 0.6155另 一 种 K = 0 .5Z 1 = 100?Z 2 = 50?计算得到导纳倒置器的特性导纳 K = 2时K = 0 .5 时J 01 = J 34 = 0.2756 J 01 = J 34 = 0.0044J 12 = J 23 = 0.0720 J 12 = J 23 = 0.000933上海交通大学硕士学位论文根据式 4-8 和式 4-9 得到奇耦模阻抗 然后我们利用 ADS 工具栏 Tools 中 的 LineCalc 选项综合出耦合微带线的几何尺寸 当然 也可以利用一般平行耦 如表 4-1 所示合线带通滤波器的设计方法或结合查表得到几何参数为了获得更加准确的滤波器结构 在滤波器的设计过程中我们一般要凭经验 确定优化参数 这一过程往往结合 CDA 仿真重复进行 直到获得满意的结果为止 由微带线的特性和耦合线的特点可知 我们确定的主要优化参数为耦合线的 间隙 s 宽度 w 和长度 l 表 ４－１　计算得到优化前的平行耦合线几何结构　 K 奇耦模阻抗 线宽 w1.693间隙 s耦合长 度l12.879K =2(Z 0e )01 = (Z 0 e )34 = 73.3915 (Z 0o )01 = (Z 0o )34 = 38.3939 (Z 0e )12 = (Z 0e )23 = 54.7872 (Z 0o )12 = (Z 0o )23 = 45.9855 (Z 0e )01 = (Z 0 e )34 = 79.2699 (Z 0o )01 = (Z 0o )34 = 36.9190 (Z 0e )12 = (Z 0e )23 = 54.3379 (Z 0o )12 = (Z 0o )23 = 46.30470.1192.1321.42212.6241.4600.1008.337K = 0 .52.1101.2808.133对于平行耦合线 我们从奇偶模的阻抗 Z e 和 Z o 出发 通过下式得到间隙 s 的 表达式 we 2 ? 2d ? g + 1 ? = ar cosh? ? g +1 ? ? h π ? ? ? 2 ? 2d ? g ? 1 ? 1 ? 2w ? ? + ar cosh?1 + ? ? ar cosh? ? ? wo ? π g ?1 ? π s ? ? ? =? ? 2d ? g ? 1 ? 4 h ?2 ? 2w ? ? + ar cosh? ar cosh?1 + ? ? ? ? s ? ? ? g ? 1 ? π (1 + ε r / 2 ) ?π 其中 g = cosh (πs / 2h ) d = cosh (πw / h + πs / 2h )εr ≥ 6 εr ≤ 64-21we 和 wo 是特性阻抗为 Z e / 2 和 可e o 和 ε eff Z o / 2 的单根微带传输线的宽度 至于奇偶模对应的等效介电常数 ε eff以参见参考文献[8]34上海交通大学硕士学位论文由于耦合微带线的奇偶模相速不等 按平均有效介电常数 ε eff = 算中心波长 λ ge o ε eff + ε eff2计λg =其中 λ0 = c0 / f 0λ0 ε effc0 为真空中光速4-22 f 0 为中心频率式中 λ0 为真空中中心波长并且还必须考虑终端开路电容的缩短效应 ?l这对调整通带频率位置比较关键这些相关公式计算繁杂 运用仿真软件进行综合可以使得设计更加快捷和准确4.5 SIR 滤波器的 ADS 仿真和优化能 对微带滤波器进行仿真和优化的应用软件很多 Simulation/Tuning 工具栏对滤波器进行仿真和优化 本例使用 ADS 的参数设置见图 4-7 所示T er m T er m1 N um =1 Z=50 O hmM LI N T L1 S ubst =& M S ub1& W =2. 2325 m m L=20 m m M od=K i r schni ngMSTEP St ep1 S ubst =& M S ub1& W 1=2. 2325 m m W 2=W 01M C FI L C Li n1 S ubst =& M S ub1& W =W 01 S =S 01 L=L01MSTEP St ep2 S ubst =& M S ub1& W 1=W 01 W 2=6. 07 m mM LI N T L2 S ubst =& M S ub1& W =6. 07 m m L=24. 8306 m m M od=K i r schni ngV ar E qnV ar VAR VAR E qn VAR1 VAR3 W 01=1. 5381 m m S 01=0. 1394 m m V ar VAR VAR E qn VAR2 VAR4 W 12=2. 0819 m m S 12=1. 065 m mV ar E qnV ar E qnV ar E qnT er m T er m2 N um =2 Z=50 O hmM LI N T L5 S ubst =& M S ub1& W =2. 2325 m m L=24. 8306 m m M od=K i r schni ngVAR M Sub VAR5 L01=12. 1875 m m M S U B M S ub1 VAR H =0. 8mm VAR6 Er =2. 65 L12=11. 9063 m m M ur =1 C ond=1. 0E +50 H u=1. 0e+033 m m T =0. 03 m m T anD =0 R ough=0 m mMSTEP St ep3 S ubst =& M S ub1& M C FI L MSTEP C Li n2 W 1=6. 07 m m St ep4 S ubst =& M S ub1& S ubst W 2=W 12 =& M S ub1& W =W 12 W 1=W 12 S =S 12 W 2=6. 07 m m SPAR AM ETER S L=L12 M LI N T L3 S ubst =& M S ub1& W =6. 07 m m L=24. 8306 m m M od=K i r schni ngS _P ar am SP1 St ar t =2. 0 GHz St op=9 G H z St ep=0. 001 G H zMSTEP St ep8 S ubst =& M S ub1& W 1=W 01 W 2=2. 2325 m mM C FI L C Li n4 S ubst =& M S ub1& W =W 01 S =S 01 L=L01MSTEP St ep7 S ubst =& M S ub1& W 1=6. 07 m m W 2=W 01M LI N T L4 S ubst =& M S ub1& W =6. 07 m m L=24. 8306 m m M od=K i r schni ngMSTEP St ep6 S ubst =& M S ub1& W 1=W 12 W 2=6. 07 m mM C FI L MSTEP C Li n3 St ep5 S ubst =& M S ub1& S ubst =& M S ub1& W =W 12 W 1=6. 07 m m S =S 12 W 2=W 12 L=L12图 ４－７　　ＳＩＲ 滤波器 ＡＤＳ 仿真电路图　 Ｆｉｇｕｒｅ４－７　ｔｈｅ　ＡＤＳ　ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ　ｓｃｈｅｍａｔｉｃ　ｏｆ　ＳＩＲ　ｆｉｌｔｅｒ　　表 ４－２　优化后的平行耦合线几何结构　 K 奇耦模阻抗 线宽 w 间隙 s 耦合长 度l12.188K =2(Z 0e )01 = (Z 0 e )34 = 73.3915 (Z 0o )01 = (Z 0o )34 = 38.3939 (Z 0e )12 = (Z 0e )23 = 54.7872 (Z 0o )12 = (Z 0o )23 = 45.98551.5380.1392.0821.06511.90635上海交通大学硕士学位论文K = 0 .5(Z 0e )01 = (Z 0 e )34 = 79.2699 (Z 0o )01 = (Z 0o )34 = 36.9190 (Z 0e )12 = (Z 0e )23 = 54.3379 (Z 0o )12 = (Z 0o )23 = 46.30471.5100.1007.9972.0951.1507.714表 ４－３　谐波抑制频率　 阻抗比 K 基频 f 0 基频谐波频率 nf 0 谐振频率 f sn2 f 0 = 4.90GHzK = 0 .5 2.45GHzf s1 = 6.253GHz f s 2 = 10.055GHz f s 3 = 12.506GHz f s1 = 4.020GHz f s 2 = 5.606GHz f s 3 = 8.041GHz3 f 0 = 7.35GHz 4 f 0 = 9.80GHz 2 f 0 = 4.90GHzK =22.45GHz3 f 0 = 7.35GHz 4 f 0 = 9.80GHz00. 110dB( S( 1, 2) ) dB( S( 1, 1) )20dB( S( 1, 2) )2. 35 2. 40 2. 45 2. 50 2. 55 2. 600. 10. 33040 2. 30 0 5 100. 5f r eq,G Hza0. 2 0. 1 0. 02468101214f r eq,G HzdB( S( 1, 2) ) dB( S( 1, 1) )dB( S( 1, 2) )2. 30 2. 35 2. 40 2. 45 2. 50 2. 55 2. 60 2. 65 2. 7015 20 25 30 35 400. 1 0. 2 0. 3 0. 4 0. 5 2 3 4 5 6 7 8 9f r eq,G Hz(b)左图为 SIR 滤波器基带频响特性 其中实线为传输特性 虚线为反射特性 图(a) K=0.5 ; 图(b) K=2f r eq,GHz 右图为 SIR 谐波频响特性图 ４－８　　ＳＩＲ 滤波器的频率响应特性　 Ｆｉｇｕｒｅ４－８　ｔｈｅ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｒｅｓｐｏｎｓｅ　ｏｆ　ＳＩＲ　ｆｉｌｔｅｒｓ　我们假设在接收机的下变频过程中产生了如表 2-2 所列的谐波分量 制谐波频率 我们考察 K = 2 和 K = 0.5 时的仿真结果为了抑我们只观察 3 次谐波由图 4-8 仿真结果可知 理论分析和仿真结果比较一致 特别是 K = 0.5 时 SIR 滤波器在以上谐波频率处确实没有出现通带 通带位置分别出现在 6.25GHz10.06GHz 和 12.51GHz 处 抑制了谐波频率 根据 Intersil 2.4GHz Direct Sequence36上海交通大学硕士学位论文Wireless LANCascade Analysis”(AN9810.1) 提供的参考数据 镜像频率抑制的典 型值为 65dB 从图 4-9 可以看出 SIR 滤波器(K=0.5)对镜像频率的抑制大于 75dB 从图 4-10 的还可以看出对谐波的抑制达到 70dB 在设计时可以根据式 选择 K 值0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 1. 4 1. 6 1. 8 2. 04-15 从图使得 SIR 滤波器的第二及其高阶通带避开所需要抑制的频率5 10m1 f r eq=1. 890G H z ( 2, 1) dB( S) =75. 511 m3 f r eq=1. 852G H z ( 2, 1) dB( S) =77. 903dB( S( 2, 1) )dB( S)m2 f r eq=1. 921G H z ( 2, 1) dB( S) =73. 45730m3m1 m25070 0 1 2 3 4 5 6f r eq,G Hzf r eq,G Hz图 ４－９　镜像频率抑制　 Ｆｉｇｕｒｅ４－９ｔｈｅ　ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ　ｏｆ　ｉｍａｇｅ　 ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　图 ４－１０ 谐波频率抑制　 Ｆｉｇｕｒｅ４－１０　ｔｈｅ　ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ　ｏｆ　 ｈａｒｍｏｎｉｃ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　4-8 还可看出 一些当 K & 1 时得到窄通带和宽阻带响应K & 1 时的谐波抑制要稍差图 4-11 为 SIR 滤波器实际版图滤波器节数为三节在设计微带滤波器时 关键在于阻抗或导纳倒置器的实现 本文从一般平行 耦合线滤波器的设计原理出发 给出了阶梯阻抗谐振器的导纳参数公式 较完整 地阐述了平行耦合线滤波器的整个设计过程 虽然常规 CAD 程序可以比较轻松地得到设计初始值 但由于其不足 使滤波器的初步设计往往存在一些缺陷 本 文运用较为常用的 Agilent ADS2000 微波电路设计软件对滤波器的设计进行了仿 真和优化 使复杂的微带滤波器的设计过程变得直观且简单易行 提高了准确性 和制作的成功率 对于其它各种微带结构都可以使用它进行辅助设计4.6 SIR 滤波器的制作 测试和分析我们制作了高低阻抗比 K=2 的 SIR 滤波器 从图 4-12 的实测结果看 率图 ４－１１　ＳＩＲ 滤波器实际版图　 Ｆｉｇｕｒｅ４－１１　ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ　ＰＣＢ　 ｏｆ　ＳＩＲ　ｆｉｌｔｅｒ　中心频率偏离设计频原因是(1)由于第一节平行耦合线的间隙比较小,小于 0.2mm,加工精度难以保证;(2)基板介 电常数的偏差会使中心频率发生偏移 见图 4-1237上海交通大学硕士学位论文所示图中实线为准确的介电常数虚线为介电常数偏离 0.05 时的仿真曲线介电常数 2.60 2.65 2.70图 ４－１２　介电常数改变时滤波器中心频率的变化　 Ｆｉｇｕｒｅ４－１２　ｔｈｅ　ｃｅｎｔｅｒ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｍｏｖｅｓ　ｗｈｅｎ　ｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃ　ｃｏｎｓｔａｎｔ　ｃｈａｎｇｅｓ　一方面 可以选用介电常数较稳定的进口材料替代,但价格较贵 另一方面 根据试验结果 改变导带的长度 调整中心频率的位置,但必须是同批材料图 ４－１３　实测得到得 ＳＩＲ 滤波器频率响应曲线　 Ｆｉｇｕｒｅ４－１３　ｍｅａｓｕｒｅｄ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｒｅｓｐｏｎｓｅ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ　ｆｉｌｔｅｒ　1在实际制作时 为了减小版图的尺寸 将导带作了弯曲 且设计长度等于 导带的中心线长度 这就使得中心线两侧的导带不等于设计长度 从而引 起频率的偏移 从图 4-13 的实测曲线和图 4-14 的仿真曲线可以看出 导 带弯曲的后果使频率向高端偏移了38且实际情况与仿真结果基本是吻合上海交通大学硕士学位论文00. 5 0. 4 0. 210dB( S( 2, 1) ) dB( S( 1, 1) )dB( S( 2, 1) )0. 0 0. 2 0. 4 0. 6 0. 8203040 2. 3 2. 4 2. 5 2. 61. 0 2. 3 2. 8 3. 3 3. 8 4. 3 4. 8 5. 3 5. 8f r eq,G Hzf r eq,G Hz图 ４－１４　实物版图的仿真曲线　 Ｆｉｇｕｒｅ４－１４　ＡＤＳ　ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｒｅｓｐｏｎｓｅ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ　ＰＣＢ　我们仍然通过 ADS 仿真优化来解决问题 减特性如图 4-15 所示优化导带长度后,得到调整后的衰频率偏移的确对导带的长度敏感图 ４－１５　优化后的滤波器实际衰减特性　 Ｆｉｇｕｒｅ４－１５　ｍｅａｓｕｒｅｄ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｒｅｓｐｏｎｓｅ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｏｐｔｉｍｉｚｅｄ　ｆｉｌｔｅｒ　最后我们总结优化步骤如下 1 首先调整耦合线开路电容的影响 可以使起始偏离的中心频率明显得 到调整 且在调整过程中反射特性和衰减特性一般是不变的 这对仿 真优化是很重要的 2 见图 4-16 所示 则要加入到如果在设计滤波器 PCB 时将导带弯曲以减小版图面积导带的弯曲模型 这样往往会使中心频率向低端偏离 因此 要调整39上海交通大学硕士学位论文弯曲微带线 3一般也是缩短其长度用 ADS 得到耦合线宽度和间隙的初始值往往不能得到较好 S11 即 反射特性 如图 4-16 所示 一般可以使用 Simulation/Tuning 工具依次调整各平行耦合节的几何参数 这是相对比较费时工作 特别是对 节数比较多的滤波器更是如此 需要在实践中积累经验 增大 s1 可以调整 S11 对于 n=3 减小 w2的滤波器来说 一般通过减小 w1可以小范围调整中心频率的位置 减小 s2 可以略微调整通频带宽度0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 2. 30 2. 35 2. 40 2. 45 2. 50 2. 55 2. 60dB( S( 1, 1) ) dB( S( 2, 1) )f r eq,G Hz图 ４－１６　耦合线开路电容调整过程中的频率变化　 Ｆｉｇｕｒｅ４－１６　ｔｈｅ　ｍｏｖｉｎｇ　ｏｆ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｄｕｒｉｎｇ　ａｄｊｕｓｔｉｎｇ　ｔｈｅ　ｌｅｎｇｔｈ　ｏｆ　ｃｏｕｐｌｅ　ｌｉｎｅｓ　参考文献［１］ Makimoto M Yamashita S. Band pass filters using parallel-coupled strip line stepped impedance resonators [J]. IEEE Transaction on Microwave Theory and Techniques, ); ［２］　Gag R, Bah1 I J. Characteristics of couple micro stripes [J]. IEEE Trans on Microwave Theory and Tech ,1979 , 27 : 700 705 ［３］　甘本祓　吴万春　现代微波滤波器的结构与设计［Ｍ］．　北京 科学出版社　１９７３ 年．　 ［４］　周郭飞　微带电容间隙耦合传输线带通滤波器的优化设计［J］．　微波学报　２００３ 年 １９（１）：３４－３８　 ［５］　曾令儒　余玉材　微带带通滤波器的设计方法［Ｊ］．　微波学报　１９９６ 年 １２（２）：１４８－１５０　 ［６］　清华大学微带电路编写组　微带电路［Ｍ］．　　北京 北京人民邮电出版社　１９７５ 年．　 ［７］　梁联倬　微波网络［Ｍ］．北京　电子工业出版社　１９９０ 年．　 ［８］　梁昌洪　计算微波　西安　西北电讯工程学院出版社　１９９２ 年．40上海交通大学硕士学位论文第五章　压控振荡器的设计 仿真和优化　５．１ 概述　在 2.4GHz 波段高速数字传输系统射频部分 要设计一个压控振荡器 VCO 分别提供接收与发送本地振荡源 　 能用于微波固态振荡器的基本有源器件有耿氏二极管 IMPATT(雪崩二极管) 和晶体管等 晶体管振荡器是一种低噪声 高效率的微波源 且不象耿氏振荡器 那样出现门限电流 热沉和易于锁定在寄生频率的问题 晶体三极管唯一的缺点 是最高振荡频率有限 虽然 GaAs FET 的最高振荡频率 60GHz 以上 远比 BJT 20GHz 以下 高 但 BJT 的转角频率 f c 比 FET 低 因此在噪声特性方面性能 更优越 一般近载频相位噪声比 GaAs FET 低 10 20dBc 设计中选用低噪声 BJT 作为振荡管 微波振荡器能将直流能量变换为微波能量 它由微波有源器件和谐振电路组 成 它的核心是一个能够在特定频率上实现正反馈的环路 这样的环路可以是 型反馈网络 也可以是 型网络 本文使用 型反馈网络 虽然习惯上常把振 所以 我们在 VCO荡器分成反馈型和负阻型两大类 但本质上反馈型振荡器就是负阻型振荡器 只 不过负阻型振荡器采用明确的负阻器件 如隧道二极管 和谐振回路组成振荡器 我们在设计 VCO 时分别从负阻和反馈两个角度分析振荡器 从以下的分析可以 看出它们的本质是一致的 另外 在振荡器的设计过程中 我们使用了 ADS 仿 真软件 提高了设计的效率和准确性５．２ 振荡器的设计原理　５．２．１ 负阻的概念　负阻可由包含回路损耗电阻 R电感 L 和ＲＤＬＣ电容 C 的串联谐振回路得出 其示意图见图 5-1 所示 假定噪声电压为零 而谐振电路中已存（ｔ） Ｒ＇ 噪声电压在微弱的初始自由振荡 这时回路电流为 i (t ) 根据基尔霍夫第一定律 di (t ) 1 L + Ri (t ) + ∫ i (t )dt =0 dt C 将上式微分415-1图 ５－１ 微波负阻振荡器示意图　 Ｆｉｇｕｒｅ５－１　ｓｉｍｐｌｅ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ｏｆ　 ｎｅｇａｔｉｖｅ　ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ　上海交通大学硕士学位论文Ld 2 i (t ) di (t ) 1 +R + i (t ) = 0 2 dt dt C5-2上式的二阶线性微分方程的标准解为 i (t ) = Ie αt cos(ωt + ?) 其中 α=? R 2L ω= 1 R ? ( )2 LC 2L 一般情况 当 R & 0 α&0 5-3 谐振电路的谐波响应将随时间衰减为零 当 R & 0α & 0 就会出现无阻尼的正弦振荡 此 α = 0 即等幅振时器件工作在小信号线性状态 而振荡达到稳态时 有 R = 0荡 此时利用了器件非线性的限幅作用 后两种现象只有当 R 中含有负阻才能实 现 一般来说 正阻消耗回路能量 负阻向回路提供能量 所以含有负阻的器件 一般为有源器件 为了在电路中获得负阻 我们令有源器件的等效非线性阻抗为 Z D = RD + jX D 电阻为 R = R′ + R D 其中 R′ 为外电路总电阻 且 R′ = r + RL r ? 回路损耗电阻 5-4 RL ? 负载电阻有源器件且将电阻 RD 单独提出 电抗与外电路合并 于是得到振荡器总要得到持续振荡 必有 R ≤ 0５．２．２ 振荡器的反馈　振荡器是基于放大与反馈的机理构成的 图 5-2 所示为带有 型反馈网络的振荡器结构示意 图 我们对振荡器的正反馈环路进行讨论 得出 闭环传递函数 由放大电路反馈理论可知 要建Ｚ１ Ｚ２ ＶＩＮ ＶＯＵＴ ＝ｕＶＩＮＶＲＬＺ３立稳定振荡必须满足 Barkhausen 判据 即环路增 益方程 H F (ω) H A (ω) = 1 5-5图 ５－２ 带有 型反馈网络的 振荡器示意图　 Ｆｉｇｕｒｅ５－２　ｓｉｍｐｌｅ　ｃｉｒｃｕｉｔ　 ｏｆ　ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ　ｗｉｔｈ　 　 ｆｅｅｄｂａｃｋ　ｎｅｔｗｏｒｋ　谐振回路（　　型反馈网络将其中的反馈传递函数 H F (ω) 写成复数形式即 H F (ω) = H Fr (ω) + jH Fi (ω) 因为谐振时放大器42上海交通大学硕士学位论文的反馈系数具有 0 ο 或 180 ο 相移 所以电路总电抗为零 传递函数具有实数增益 得到的闭环幅度和相位条件 HA = 1 H Fr (ω) H Fi (ω) = 0若将振荡器达到稳定状态时的阻抗写成复数形式 即从有源器件向谐振回路 看去的总阻抗为 参见图 5-3 Z T (ω) = R(ω) + jX (ω) 而有源器件的阻抗为 Z IN ( I ) = R IN ( I ) + jX IN ( I ) 则得到振荡器的幅度平衡条件 R = 0 和相位平衡条件 X = 0 Z T (ω) + Z IN ( I ) = 0 即 RT (ω) = ? R IN ( I ) 说明振荡电路中存在负阻现象 根据图 5-2 的振荡器结构 我们用晶体管的输入阻抗 hie 参数和可控电流源 h fe i B 作为晶体管简化分析模型 如图 5-3 所示ＺＴ ｉｉｎＣ１ Ｌ３5-65-7 则 5-8X T (ω) = ? X IN (ω)5-9ｈｉｅ Ｚ１ｉｂ ｉｂ ｈｆｅｉＢ ｕｖＶｉｎ ＲＬ ｈｉｅＺ１Ｃ１ Ｃ２Ｚ３ＢＬ３ Ｃ３Ｃｉｃ ｈｆｅｉｂＺ２Ｚ３Ｃ３ＶｉｎＣ２Ｚ２ｈｆｅｉｂＣｌａｐｐ振荡器ＺｉｎＺ ｏｕｔＥ（ａ）（ｂ）图 ５－３　反馈型振荡器的分析电路　 Ｆｉｇｕｒｅ５－３　ｔｈｅ　ａｎａｌｙｓｉｓ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ｄｉａｇｒａｍ　ｏｆ　ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ　ｗｉｔｈ　ｆｅｅｄｂａｃｋ　ｎｅｔｗｏｒｋ其中 hie 是晶体管的输入阻抗 输出导纳 hoe 忽略不计( hoe 对应晶体管的 rce 一般为 100 200k 可作开路) h fe 为小信号电流增益 因为晶体管是电流控制器件 所以电路组态为电流并联反馈 又由于反馈信号取自射极 因此为正反43上海交通大学硕士学位论文馈 我们令正向电流增益 H A = h fe 同时, H F 用电流反馈系数表示 考虑集电极电流分流比 则 i b = ?h fei b Z2 Zh Z 2 + Z 3 + 1 ie Z 1 + hie ? Z1 Z1 + hie 5-11 5-10因为反馈系数 HF = 所以将式 5-11 改写为 HF = ib =? h fei b Z2 Zh Z 2 + Z 3 + 1 ie Z1 + hie ? Z1 Z1 + hie 5-13 ib h fe i b 5-12整理得 h fe Z 1 Z 2 + ( Z 2 + Z 3 ) Z1 + ( Z 1 + Z 2 + Z 3 ) hie = 0 在 LC 振荡器中 为了