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功率MOSFET低温动态特性细研究
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功率MOSFET低温动态特性细研究
官方公共微信功率MOSFET低温动态特性研究--《中国科学院研究生院（电工研究所）》2006年硕士论文
功率MOSFET低温动态特性研究
【摘要】：随着硅基功率MOSFET工艺水平的不断提高,器件的性能指标有了很大的突破,如通态电阻已经低于100mΩ、击穿电压已经达到1500V左右,它们正越来越接近硅材料的理论极限值,进一步提高这些性能参数的难度变的越来越大,因此,降低器件的工作温度,充分发挥硅材料的潜能,正逐渐成为一个重要的研究方向。由于功率MOSFET的作用是用来实现高速的开通和关断,绝大部分失效机理都发生在动态变化过程中,动态特性体现了功率MOSFET的精髓,低温动态特性研究有助于弄清楚器件的低温工作机理,分析低温下器件动态特性参数的变化规律,更好的使用低温功率MOSFET,对未来工程应用有重要的意义。
本文通过大量实验,发现了可在77K~300K范围内稳定工作的功率MOSFET栅极驱动芯片,保证了低温动态特性测试结果的准确性,为未来低温功率器件的工程应用做出了贡献。严格按照器件动态特性测试规范要求,为纯阻性负载和非箝位感性负载两种条件设计出了驱动信号发生电路,并改进了低温容器和电源供电等环节,设计出了一套简单可靠的低温动态特性实验平台,对中等电压等级DMOSFET功率器件的动态特性参数进行了实验测试。
实验结果发现,低温下功率MOSFET的开通时间和关断时间都大幅度减小,器件的开关速度明显提高,动态性能得到显著改善。低温下DMOSFET器件的雪崩击穿电压下降,器件的最大允许雪崩耗散功率增加,安全工作区变大,器件在大电压大电流应力条件下的可靠性提高。
本文使用电荷分布理论,对纯阻性负载条件下功率MOSFET的动态变化过程进行了分阶段分析,对影响器件动态特性的关键因素(极间电容)进行了研究,初步总结了动态变化过程中极间电容的变化规律。文章还对非箝位感性负载条件下功率MOSFET的动态变化过程进行了详细分析,为研究低温下器件性能的变化规律奠定了理论基础。
在DMOSFET器件数学模型的基础上,研究了温度对器件内部物理参数的影响,发现对于不同水平杂质掺杂浓度和器件内部不同区域,温度对杂质电离率和载流子迁移率的影响有很大差异。在分析了温度对器件极间电容影响的基础上,借鉴DMOSFET器件的等效电路模型,参考大量实验数据,近似总结出了器件性能参数随温度的变化规律,初步建立了适用于77K~300K范围内的等效电路模型并进行仿真尝试。研究结果发现,该等效电路模型对功率MOSFET低温电路级仿真研究有一定的参考价值。
【关键词】：
【学位授予单位】：中国科学院研究生院（电工研究所）【学位级别】：硕士【学位授予年份】：2006【分类号】：TN386【目录】：
ABSTRACT3-8
第一章 引言8-17
1.1 低温功率电子学的起源8
1.2 常用功率器件的低温性能8-9
1.3 功率MOSFET 低温动态特性研究的意义9-10
1.4 潜在的应用领域10-11
1.4.1 超导电工中的应用10
1.4.2 核磁共振成像装置中的应用10-11
1.4.3 太空探索中的应用11
1.5 功率MOSFET 低温动态特性研究现状11-14
1.6 本论文主要工作14
参考文献14-17
第二章 功率MOSFET 动态特性分析17-31
2.1 绪论17
2.2 功率MOSFET 分类17-18
2.3 功率MOSFET 动态特性原理18-22
2.3.1 纯阻性负载条件18-20
2.3.2 非箝位感性负载条件20-22
2.4 基于电荷分布的功率MOSFET 动态特性分析22-26
2.4.1 功率MOSFET 内部MIS 结特性分析22-24
2.4.2 功率MOSFET 开通过程分析24-26
2.5 开通过程极间电容变化规律26-29
2.5.1 漏源电容26-27
2.5.2 栅漏电容27-28
2.5.3 栅源电容28-29
2.6 小结29
参考文献29-31
第三章 功率MOSFET 低温驱动电路的研究31-39
3.1 绪论31
3.2 典型参数和实验线路31-33
3.2.1 IR211731-32
3.2.2 IR215332
3.2.3 MAX442032-33
3.3 实验方法33-34
3.4 实验结果及分析34-37
3.4.1 IR211734-35
3.4.2 IR215335-36
3.4.3 MAX442036-37
3.5 小结37
3.6 低温驱动电路研究前景展望37-38
参考文献38-39
第四章 低温动态特性实验平台和测试方法39-48
4.1 绪论39
4.2 实验平台的主要特点39-40
4.3 纯阻性负载条件动态特性参数40-41
4.4 非箝位负载条件动态特性参数41
4.5 栅极驱动电路设计41-43
4.6 变温环境设计43-44
4.7 被测功率MOSFET 型号和参数列表44
4.8 实验线路图44-46
4.8.1 纯阻性负载条件44-45
4.8.2 非箝位感性负载条件45-46
4.9 实验流程46-47
4.9.1 纯阻性负载实验流程46-47
4.9.2 非箝位感性负载实验流程47
4.10 结论47
参考文献47-48
第五章 功率MOSFET 低温动态特性48-60
5.1 纯阻性负载条件48-55
5.1.1 绪论48-49
5.1.2 IRFP460 实验结果49-52
5.1.2.1 77K~300K 典型开关波形49-50
5.1.2.2 动态特性参数变化规律50-52
5.1.3 APT50208VFR 实验结果52-55
5.1.3.1 77K~300K 典型开关波形52-54
5.1.3.2 动态特性参数变化规律54-55
5.1.4 小结55
5.2 非箝位感性负载条件55-58
5.2.1 77K~300K 实验结果55-57
5.2.2 参数计算与分析57-58
5.2.3 结论58
5.3 本章小结58-59
参考文献59-60
第六章 功率MOSFET 低温动态特性仿真研究60-76
6.1 绪论60
6.2 功率MOSFET 低温仿真综述60-62
6.2.1 功率MOSFET 模型分类60-61
6.2.2 功率MOSFET 低温仿真研究现状61
6.2.3 本文低温仿真思路61-62
6.3 温度对器件内部参数的影响62-66
6.3.1 温度对杂质电离率的影响62-63
6.3.2 温度对载流子迁移率的影响63
6.3.3 温度对载流子产生与复合率的影响63-64
6.3.4 温度对边界条件的影响64
6.3.5 温度对极间电容的影响64-66
6.3.5.1 漏源电容64-65
6.3.5.2 栅漏电容65-66
6.3.5.3 栅源电容66
6.4 低温电路级仿真尝试66-68
6.4.1 模型改进考虑的问题67
6.4.2 改进模型中参数分析67-68
6.5 低温仿真实例68-72
6.5.1 求模型中参数值68-69
6.5.2 仿真过程69-70
6.5.3 仿真结果分析70-72
6.6 本章小结72-73
6.7 低温功率MOSFET 电路级仿真研究展望73-74
参考文献74-76
第七章 全文总结76-78
7.1 主要研究成果76-77
7.2 研究前景展望77-78
发表文章情况78-79
论文答辩说明80
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【参考文献】
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【共引文献】
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胡高宏;[D];中国科学院研究生院（电工研究所）;2005年
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【同被引文献】
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余娟;[D];西安理工大学;2005年
【二级引证文献】
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佟浩;[D];天津大学;2011年
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周宝霞,陈治明,王守觉;[J];半导体学报;1997年01期
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陈旭微;杨玲;巩菊芳;章艺;;[A];中国细胞生物学学会医学细胞生物学学术大会论文集[C];2006年
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吴智雄;楚鑫新;李来风;姜绪强;;[A];第九届全国低温工程大会论文集[C];2009年
王瑞丰;唐仕明;张晓平;魏斌;曹必松;;[A];2009安捷伦科技节论文集[C];2009年
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刘超凡　赵国梁;[N];贵州日报;2011年
栾伟　本报记者
张楠;[N];齐齐哈尔日报;2011年
广西南宁市人民医院主任医师 李艳鸣;[N];保健时报;2010年
记者 梁辉约;[N];闽东日报;2011年
绿艳丽　记者
李宝森;[N];黑龙江日报;2010年
董禹辰　记者
刘述波;[N];哈尔滨日报;2010年
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绿艳丽　实习生
刘述波;[N];哈尔滨日报;2010年
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孙万泉;[D];大连理工大学;2004年
曹勇;[D];浙江大学;2003年
山丹;[D];哈尔滨工业大学;2008年
于天来;[D];东北林业大学;2005年
贾磊;[D];中国科学技术大学;2006年
朱鸿梅;[D];上海交通大学;2007年
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基于红外成像系统的低温读出电路设计技术研究
红外成像技术广泛应用于军事监测、资源勘探、科学探索及工农业生产等领域。由于受探测器响应及热噪声等因素的影响，通常需要将探测系统置于低温环境中工作，因此读出电路（ROIC）的低温性能成为影响整个探测系统性能的重要因素。本文针对红外成像系统应用，开展了大面阵列红外读出电路的设计与低温技术研究。主要研究内容如下：　　1、基于Chartered 0.35μm CMOS工艺通过参数修正完成了适用于低温电路仿真的金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）模型。首先，通过理论分析与MOSFET低温测试相结合的方式，深入的研究了低温环境对器件特性的影响，MOSFET各主要参数随温度的变化规律，以及低温器件特性的变化对数字、模拟电路性能的影响。其次，在MOSFET低温特性分析测试的基础上，实现了可用于80K和135K低温电路仿真的MOSFET修正模型。该模型是以常用的BSIM3模型为核心，通过增加用于描述低温载流子冻析效应的修正参数，提高了对于低温下MOSFET的仿真拟合精度。　　2、针对512×512红外焦平面（FPA），提出了一种低功耗的读出电路结构。通过采用高增益共源共栅CTIA、电荷转移列放大器和新型的输出缓冲结构并结合优化的列输出时序，电路的输出速率达到10MHz以上，而功耗小于70mW。经低温MOSFET模型仿真验证以及芯片测试，该电路可在80K~300K的超宽温度范围内正常工作。　　3、针对红外系统应用，提出了两种低温模数转换器（ADC）结构。一种为带有失配校准的循环（Cyclic）ADC，通过优化余量放大器（MDAC）结构并采用改进型冗余符号数（RSD）编码校准技术，可以消除由于器件失配带来的运放失调以及增益误差，同时增大了对比较器失调的容忍度。另一种为带有温度补偿的逐次逼近（SAR）ADC结构，通过采用温度补偿时域比较器结构以保证在80K~300K的工作温度范围内转换器的转换速度以及转换精度的稳定性。　　本文通过理论分析、器件建模、电路仿真以及测试，完成了大面阵的红外读出电路与ADC电路的设计。仿真与测试结果证明，所设计的电路可以满足低温下的应用需求。
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【技术追踪】功率MOSFET应用问题分析之提高篇
在我（作者）工作过程中，曾碰到客户咨询许多有关功率MOSFET的问题，有些问题涉及到功率MOSFET的数据表中的各种参数，有些和功率MOSFET的具体的应用特性相关，本文中作者就将这些典型的问题汇总整理，希望对广大的电子工程师有所帮助。问题1：VGS大于VGS(th)，MOSFET导通，MOSFET刚进入米勒平台，是否就算达到了饱和?如果是这样，此时停止向G极供电，假定忽略栅极氧化层的漏电，这时VDS会一直维持比较高压降吗?感觉有点不可思议，因为其饱和以后，Rdson已经降了下来。如果说没有饱和，也感觉说不过去，Rdson和VGS有关，达到10V以后，Rdson已经很小了，压降也应该降下来。如果说压降自动会降下来，那不是说米勒平台后期的充电没有什么作用?答复：VGS大于VGS(th)时，MOSFET开始导通，其刚进入米勒平台，MOSFET都工作在放大区，而且器件没有完全导通，因为，此时MOSFET导通电阻非常大，D极的电压由整个MOSFET承受，因此电流较小，电流乘上电阻等于VDS值，也就是D、S极所加的电源电压值。事实上，MOSFET工作在线性区时，和线性电压调节器LDO(例如LM7805)的工作原理相同，如：当输入电压为10V，输出5V，压降就是5V;输入电压12V，输出还是5V，压降是7V，MOSFET相当于调节管，输入电压和输出电压的差值，都由MOSFET来承担。到了米勒平台区，电流为系统的最大电流，电流不能再增加，那么，VDS的电压开始下降，即使是VDS的电压下降一点点，所产生的电压变化率也非常大，因此，驱动回路的电流，将全部被米勒电容Crss所抽取，此时，就看到了所谓的“米勒平台”，VDS的电压在一定的时间内，维持一个稳定的值，直到VDS完全下降到最小值，VDS的电压变化率为0时，才结束米勒平台区。问题2：请教一个AO3401A的问题：现在使用AO3401A的导通电阻Rdson作为隔离电阻，用来缓冲热插入移动硬盘的瞬间冲击电流，防止瞬间把主机芯电压拉低，电路如图1所示，5V_USB是插移动硬盘的地方，+5V_Normal来自主机芯电压。将VGS设计在固定的-1.6V左右，此时的Rdson大约在100mΩ左右，插上移动硬盘瞬间的冲击电流由原来的9A下降到了5A左右，冲击电流持续时间80微秒左右，效果很明显，移动硬盘正常工作时电流约300mA。如果将VGS设计在-2.5V左右，Rdson只有几十mΩ，对冲击电流的抑制作用不大。这个电路的设计原则是什么?AO3401的VGS(th)规格书中标明可以到-1.3V，设置VGS=-1.6V，电压绝对值大于-1.3V，是否该MOS正常导通，应该没有问题吧?现在损耗并不是考虑的问题，0.03V的Rdson的压降对系统没有任何影响。原来使用一个0.1Ω的氧化膜电阻来做隔离的，但是该电阻体积太大，用这个电路的目的就是想替换这个电阻。由于这个电路中，MOSFET是在电视机开机后一直导通的，在MOSFET一直导通的状态下插入移动硬盘，而不是插入移动硬盘后再打开MOS，所以觉得调节R45/R46/C18的值不能起到降低冲击电流的作用。希望利用MOSFET的恒流区特性来降低冲击电流，如果把VGS调整到-2.5V以上，对冲击电流的限制作用就非常小了，只能从9A降到8A左右，这样的做法对MOS来说会有问题吗?在AO3401规格书的第1页写有operation with gate votages as low as 2.5V，是否是要求G极电压必须大于2.5V? VGS必须小于-2.5V?设计VGS=-1.6V有没有问题?如果继续加大VGS到-1V呢?是不是VGS的大小没有关系，只要保证Rdson产生的功耗不要导致MOSFET过热就行，是否正确?图1 问题2附图答复：VGS=-1.6V时，可以保证MOSFET导通，注意要考虑电阻阻值的分散性，在最差的条件下，如果使用电阻的精度为10%，VGS电压绝对值：1.3+1.6*20%=1.64V，MOSFET仍然可以工作。如果电阻的精度为15%，考虑到MOSFET的VGS(th)电压的分散性，在一定的条件下，如低温，MOSFET有可能不工作。VGS(th)电压是负温度系数，温度越低，其值越大。驱动电压的稳定值，要结合输入电压最低值，分压电阻值的精度，VGS(th)和VGS(th)的温度系数等最极端的条件下，来选择合适的分阻电阻的分压比，保证系统的设计要求。同样，PCB布板时，S和D都用大的铜皮连接，如果是多层板，在每层都放上相应大小的铜皮，用多个10-15mil的过孔连接，散热。事实上，上面的电路是利用MOSFET在开通过程中，较长时间工作在线性区(放大区，也就是恒流区)，从而控制上电时瞬态大负载，如热插拨移动硬盘，因为硬盘带有较大的容性负载，切入瞬间形成较大的浪涌电流。如果MOSFET已经导通，后面再插入移动硬盘这样的大容性负载，浪涌电流主要由输出端的大电容来提供，因此MOSFET无法限制浪涌电流。MOSFET工作在线性区时，电阻远大于完全导通的电阻，因此也可以理解为用电阻抑止浪涌电流。通常，这种负载开关电路设计时，分压电阻是为了防止VGS的最大电压超过额定的最高电压，串联在G极的电阻调节MOSFET的开通速度。在保证要求的开通速度条件下，VGS不能超过最大额定电压时，可以适当提高电阻值，这样，在正常的工作状态下，MOSFET完全导通后，减小产生的静态损耗。AO3401可以工作在VGS=-2.5V，此时，导通电阻约为120mΩ。如果VGS电压太小，低于阈值电压VGS(th)，AO3401可能无法完全开通，无法正常工作。还是建议将VGS设计在-2.5V以上，如-3.5V左右，通过调节(增加)R45/46和C18来降低冲击电流。问题3：使用图2的电路，进行不同电平信号间的转换，VCC_SIM=5V，SIM_DATA、SIM_CARD_I/O属于I/O双向传输。SIM_DATA为输入信号，可以理解：SIM_DATA为高时，Q7截止，SIM_CARD_I/O接收为5V信号;SIM_DATA为低时，Q7导通，SIM_CARD_I/O接收为低电平信号。当SIM_DATA为输出信号时，如何理解SIM_CARD_I/O输入为低电平信号?图2 问题3附图答复：功率MOSFET的电流可以从D到S，也可从S到D，只是从S到D是不可控的，此时，体内寄生的二极管导通。当功率MOSFET作同步整流管时候，通常也是寄生二极管先导通，然后栅极信号驱动MOSFET的导通：沟道导通，用以减小导通损耗。SIM_DATA为输出信号时，SIM_CARD_I/O为低电平，Q7体内寄生二极管导通，信号SIM_DATA也拉低，接收低电平信号。SIM_CARD_I/O输出高电平5V时，Q7体内寄生二极管截止，信号SIM_DATA上拉到3.3V，接收高电平信号。问题4：功率MOSFET的数据表中dv/dt为什么有两种不同的额定值?如何理解体二极管反向恢复时的dv/dt?答复：在反激电源中，原边主开关管关断过程中，VDS的波形从0开始增大，因此产生一定的斜率dv/dt，同时产生电压尖峰，就是寄生回路的电感和MOSFET的寄生电容振荡形成的。这个dv/dt会通常通过米勒电容耦合到栅极，在栅极上产生电压，如果栅极电压大于阈都电压，MOSFET会误导通，产生损坏，因此，要限制MOSFET关断过程中的dv/dt，另一种情况，就是在LLC，半桥和全桥电路，以及同步BUCK的下管，当下管关断后，下管的寄生二极管先导通续流，然后对应的上桥臂的上管开通，二极管在反向恢复过程中，也会产生dv/dt的问题。通常，二极管反向恢复的dv/dt额定值，远小于MOSFET本身的dv/dt额定值。通常，在二极管在反向恢复过程中，如果存储的电荷没有完全清除，二极管也就是下管，是不能承受压降的，下管相当于短路，那么，在上管开通的过程，电源的电压就只能加在回路的杂散电感上：下管短路，输入电流要急剧增加，回路的杂散电感将限制电流增加，因此，电源的电压就只能加在回路的杂散电感上，这个过程持续时间越长，短路电流冲击越大，MOSFET就可能在二极管的反向恢复过程中，发生损坏。至于损坏的是上管还是下管，取决于那个功率的抗冲击能力的强弱。二极管的反向恢复，参考文献[1]。问题5：想请教一个有关MOSFET的关断时DS电压振荡的问题，在同一个电路上测试了两个不同厂商的30V的MOSFET，得到了关断时不同的DS电压波形，如图3。可以看到器件1的尖峰较高，但是振荡抑制的很快;器件2的尖峰较低，但是振荡抑制的较慢。因为是在同一块PCB上测量的，所以电路的寄生电感，电阻等参数是相同的，现在只有器件不同。这种尖峰是电路上的寄生电感和MOSFET的电容谐振引起，但是不明白具体是这两个器件哪个参数的差别，会使得这种振荡表现这么不同。是否能够从器件数据的某些参数对比来选择一款实际应用峰值较低，振荡又能快速消除的MOSFET呢?器件1 器件2图3 问题5附图答复：这样的振荡波形，对于一个电源工程师来说，会经常看到，在这里，首先谈一下测量方法的问题：(1)如同测量输出电压的纹波一样，所有工程师都知道，要去除示波器探头的帽子，直接将探头的信号尖端和地线接触被测量位置的两端，减小地线的环路，从而减小空间耦合的干扰信号。(2)带宽的问题，测量输出电压纹波的时候，通常用20MHz的带宽，但是，测量MOSFET的VDS电压时候，用多少带宽才是正确的测量方法?事实上，如果用不同的带宽，测量到的尖峰电压的幅值是不同的。具体原则是：①确定被测量信号的最快上升Tr和下降时间Tf;②计算最高的信号频率：f=0.5/Tr，Tr取测量信号的10%～90%;f=0.4/Tr，Tr取测量信号的20%～80%;③确定所需的测量精确度，然后计算所需的带宽。表1 所需精度与带宽的关系所需精确度 高斯频响 最大平坦频响20% BW=1.0*f BW=1.0*f10% BW=1.3*f BW=1.2*f3% BW=1.9*f BW=1.4*f在图3波形中，被测量信号最快的下降时间为2ns(10%～90%)，判断一个高斯响应示波器在测量被测数字信号时所需的最小带宽：f=0.5/2ns=250MHz。若要求3%的测量误差：所需示波器带宽=1.9*250MHz=475 MHz;若要求20%的测量误差：所需示波器带宽=1.0*250MHz =250MHz。因此，决定示波器带宽的重要因素是：被测信号的最快上升时间。注意：示波器的系统带宽由示波器带宽和探头带宽共同决定。高斯频响的系统带宽：( 示波器带宽2 +探头带宽2)1/2/2，最大平坦频响系统带宽：min(示波器带宽，探头带宽)。VDS的振荡波形由PCB寄生回路电感和MOSFET的寄生电容形成高频谐振而产生的，在寄生电感值一定的条件下，寄生电容越小，振荡的频率越高，幅值也越高，同时，振荡的幅值和回路的初始电流值相关。特别注意的是：寄生电容Coss不是线性的，随着电压的增大而减小，因此，可以看到波形振荡的频率并不是固定的。VDS的高频振荡是无法消除的，增加Coss或在D、S极外部并联电容，可以降低振荡的频率和幅值，Snubber电路也是利用这个原理，抑制电压的尖峰。问题6：超结型高压功率MOSFET的UIS雪崩能力为什么比平面工艺低?功率MOSFET的损坏模式有哪些?如何判断MOSFET的损坏方式?答复：参考文献[2-3]。问题7：在一些应用中常用几个MOSFET并联扩流或散热，当用有保护的电源调试系统时不小心电路出了问题时通常只会烧一个管，如何判断是哪个MOSFET损坏?答复：用万用表打在电阻挡，检测每个MOSFET的D-G的电压，红笔接D，电阻最小的那个MOSFET就是损坏的那个。问题8：AOD2922_10用于BOOST电路，LED背光驱动器，发现其中有一颗MOSFET失效，G、D、S短路，继续工作一些时间后，D、S又变成开路，为什么?答复：开始的失效发生在硅片内部，应该是内部D、G击穿，从而导致G、D、S短路，继续工作一些时间后，由于大电流的冲击，导致S和硅片的连线熔化烧断，因此，D、S开路。问题9：在应用中会存在米勒平台掉沟的现象，这个掉到开启电压以下是否存在风险?图4 问题9附图答复：如果是反激的DCM，没有影响，如果是反激的CCM，系统容易不稳定，影响MOSFET的安全性。如果是PFC的多管并联工作，那么，MOSFET在开通过程不能很好的均流，损坏的风险很大。参考文献[1] 葛小荣, 刘松. 理解功率MOSFET体二极管反向恢复特性, 今日电子. -37[2] 刘松. 超结型高压功率MOSFET的结构和工作原理. 今日电子. -31[3] 刘松, 张龙, 王飞等. 开关电源中功率MOSFET损坏模式及分析. 电子技术应用. -66
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