电力电子装置最后一节课给的_甜梦文库
电力电子装置最后一节课给的
电力电子装置Power Converters主讲：万蕾迎电力电子技术回顾一、电力电子技术的外延与内涵从外延上看电力电子技术定义 利用半导体电力开关器件组 成电力开关电路，利用晶体管 集成电路和微处理器芯片构成 信号处理和控制系统，对电力 开关电路进行实时、适时的控 制，可以经济有效的实现开关 模式的电力变换和电力控制， 包括电压（电流）的大小、频 率、相位和波形的变换和控制。电力电子技术的内涵应用大功率电力电子开关 器件实现电能的变换和控制有什么特点？有什么优点？二、电力电子技术的研究内容1、从技术层面看电力电子技术的研究内容 （1）拓扑结构研究如何实现希望的电能变换如何提高变换器的性能 如何提高变换器的效率各种电力电子器件的应用和连接结构多种电路方案的性能比较研究 软开关、新结构如何提高变换器的功率器件串、并联电路串、并联 多相多重多电平（2）控制技术研究 如何产生电路希望的控制信号 模拟PWM信号数字PWM信号如何提高变换器的性能 模型的建立 静态指标、动态指标 稳定性分析与校正 如何提高变换器的效率 如何实现智能化 新的PWM信号 数字化、网络化（3）电磁兼容研究 如何减小干扰源 开关电源产生电磁干扰的机理 缓冲、吸收软开关如何减小耦合途径 敏感对象对干扰的敏感度 滤波、屏蔽、布线、布局 噪声和电磁波对设备影响研究（4）装置与系统 新的应用领域 如何用现有电路组合或设计新的电 路以适应新领域的应用要求 冗余、集成、模块化 系统的最优结构与协调运行 故障监测与诊断 经济性、可靠性 功率因数校正新的设计与制造思路和技术 复杂系统问题 其他问题2、从应用层面看电力电子技术的研究内容 开关型电力电子电源 开关型电力电子补偿控制器光伏发电系统风力发电开 关 型 电 力 电 子 补 偿 控 制 器谐波电压、电流补偿器 无功功率补偿器有功功率补偿器阻抗补偿控制器 节点电压 控制器 瞬变电压控制器第一章 绪论器件、高频化、集成模块化三大技术。 趋向理想化、微型化、可靠性。 1、课程简介（电力变流器） （1）装置：满足一定功能要求的，可以独立使用的器具，如 果具有商业价值，可成为产品或商品。90%的电能经过变换后使用。电力电子技术为电力工业的发展和电力应用的改善 提供先进技术，核心是电能形式的变换和控制，通过电力电子装置实现应用。（2）电力电子装置：以满足用电要求为目标，以电力半导体 器件为核心，通过合理的电路拓扑和控制方式，采用相关的应 用技术对电能实现变换和控制的装置。电力电子装置 电力电子装置控制系统 电力电子装置和负载组成的闭环系统 在设计电路参数时，必须考虑负载因素（功率、 特性等）电力电子装置的发展三大特征： 电力半导体器件、高频化和软开关技术、电力电子系统的集 成技术。 （1）年，电力半导体器件从双极型发展为 MOS型器件，改进了电力电子变换器的性能，使电力电子 系统可能实现高频化，大幅度降低导通损耗，电路更简单。（2）年，高频化和软开关技术的开发研究，使 电力电子功率变换器性能更好，重量更轻，尺寸更小。高频 化和软开关技术是过去20年国际电力电子界研究的热点之 一。（3）1995年至今，集成电力电子系统和集成电力电子模块 技术开始发展，是当今国际电力电子界亟待解决的新问题之 一。1、电力半导体器件电力MOSFET：1979年，电力MOSFET场效应晶体管问世。输入阻抗高、 开关速度快、热稳定性好，可替代电力晶体管和中小电流的晶闸管，使 电力电子电路和系统可能实现高频化。 电压电流定额：500V/240A，A但击穿电压越高，通态电阻Rdson越大。1998年，Infineon公司推出冷MOS管，采用超级结结构，又称超结电力 MOSFET，工作电压600-800V，通态电阻降低一个数量级，但仍保持开 关速度快的特点。 绝缘栅双极晶体管：1982年，将双极晶体管和电力MOSFET组合，开发 出绝缘双极晶体管，取名为IGT，后国际电力电子界通称为IGBT。 将MOS门极的输入特性和双极晶体管的良好输出特性的功能集成在一起。 通态压降小，电流密度大，可替代电力晶体管和中小电流的晶闸管。公 认的最有发展前景。 IGBT的技术进展实际上是通态压降、快速开关和高耐压能力的折中。IGBT未来发展方向是（1）逆阻型IGBT模块，减小输入电流畸变；（2）最佳模块 组合，减小通态噪声；（3）抑制du/dt和di/dt的能力，减小噪声发射。IGBT刚出现时，电压电流定额600V、25A，很长一段时间，耐压水平限于V。现在IGBT的电压电流额定值已达到A，A等，高 压IGBT单片耐压达6500V，一般IGBT的工作频率上限为20-40KHZ，应用新技术制 造的IGBT，可工作于150KHZ（硬开关）和300KHZ（软开关）。集成门极换流晶闸管（IGCT）：1997年出现的新型高压大电流器件，简称IGCT。 利用MOSFET的优点，将MOS技术与晶闸管组合。损耗比可关断GTO小，接线比 GTO简单可靠，可采用风冷。 开始应用于中大功率的电力电子系统，如MW级变频器，新型静止无功补偿装置 等。 A IGCT的参数为工作频率1KHZ，正向压降2.7V， di/dt=1000A/us。碳化硅电力半导体器件：碳化硅是电力半导体器件晶片的理想材料。优点是：禁 带宽，工作温度高（可达600度），热稳定性好，通态电阻小，导热性能好，漏电 流小，PN结耐压极高，有利于制造出耐高温的高频大功率电力半导体器件。现在电力电子技术中已开始用SiC器件代替Si器件。 如：SiC肖特基二极管已有商品问世，定额为300V、600V、1200V/20A，反向恢复时间接近于0。据《电力电子》杂志2004年第4期报道，已试制出一批SiC器件样品，如SiC 电力 MOSFET，定额为750V/15mA,Rdson=66毫欧，1998年研制出耐压达1400V，通态 电阻311毫欧的SiC 电力MOSFET ，其他如SiC 晶闸管，950V/6A，通态压降 3.67V,1999年研制出耐压达790V，通态压降15V,电流密度75 A/cm2的SiC IGBT。 SiC是21世纪最可能成功应用的新型电力半导体器件材料。2、高频化和软开关技术1、电力电子设备的小型轻量化和高功率密度化。电力电子设备的发展方 向之一是小型化，降低其体积、重量，提高功率密度。为实现电源高功率密度，须提高PWM变换器的工作频率，以减小电路 中储能元件的体积和重量。2、高频电力电子技术1980年前，开关变换器的工作频率为20-50KHZ，现在200-500KHZ成为输 出100W以下DC-DC电力变换器的标准开关频率。特殊制造的小功率电源， 开关频率达几兆赫兹。 小功率（200W以下）高频DC-DC变换器作成标准模块，外形象一块砖。 根据国际标准，按外形尺寸，以砖为标准单位分类，如1/8砖、1/4砖、半 砖（尺寸为0.8in×2.3in×0.36in ，1.45in×2.3in×0.4in,2.4in×2.3in×0.4in)和 全砖。高频化、高功率密度和高效率是开关变换器技术发展进步的重要标志。3、高效率和软开关技术高频化可缩小感性和容性元件的体积重量，频率越高，开关损耗越大， 在开关过程中开关器件的电压和电流波形不相重叠的技术，即零电压开 关(ZVS)和零电流开关(ZCS)技术，为软开关技术。 20世纪90年代中期，30A/48V开关变换器用移相全桥ZVS-PWM技术后， 比用PWM技术的同类产品重量下降40%。 20世纪末，国内生产的通信用50A-100A输出，全桥移相ZVZCS-PWM开 关变换器的模块的效率超过93%。4、同步整流技术 对低电压大电流输出的开关变换器，进一步提高效率的措施是：在 应用软开关技术的基础上，以电力MOS管反接作为整流用开关二极 管，称为同步整流，代替肖特基二极管，可降低整流管压降，提高 效率。 日本文献报道，一台100W输出的软开关变换器，用SBD的变换器效 率为83%，电路损耗（包括整流器件、变压器、开关器件、控制电 路、滤波器等）21W，而用SR的变换器效率为90%，电路损耗仅 11W。 5、压电变压器 应用压电变压器，可使变换器实现轻、小、薄和高功率密度。 压电变压器利用压电陶瓷材料特有的电压-振动变换和振动-电压变 换的性质传送能量，等效电路如并联谐振电路。 国内已开发出50W的压电变压器。 在高频变换器中，压电变压器的应用：输出24W、12V的2MHZ DC-DC 变换器。6、新型电容器的开发据报道，美国南卡罗里那洲KEMET电子公司在20世纪90年代末，已开发出 330uf的新型固体钽电容，ESR从原来的500毫欧降到30毫欧。 对电容器要求：电容量大，等效串联电阻（ESR）小、体积小。电力电子集成技术电力电子产品标准化、模块化、可制造性、规模生产、降低成本。 电力电子变换器的电力电子器件的互连引线多、寄生电感大。为使结 构紧凑，体积小，加工方便，缩短开关器件间的互连导线，减小电感， 电力电子器件须实现模块化、集成化。1、电力电子器件模块将若干电力开关器件和二极管组合成标准的电力电子器件模块。 2、智能功率模块20世纪80年代，智能电力电子模块，将电力电子器件与驱动、智能控 制、保护、逻辑电路等集成封装，又称为智能电力电子集成电路。近年来的发展方向，将小功率系统集成在一个芯片上，可使电力电子 产品更为紧凑、体积更小，减小了引线长度，减小了寄生参数。 3、集成电力电子系统 将电力电子器件与电路、控制 以及检测、执行等元器件封装，得到集 成电力电子模块，可快速、高效地为用户提高产品质量，降低成本， 提高可靠性。分类电力电子装置一般可以分为两大类型：1. 电源装置,它能将输入的电力变换为负荷 所要求的合适电力来做功； 2. 电力补偿与调节控制装置，它能改善电 能质量，使供电线路上的电能质量满足 要求，使电力能发挥作最大功的能力。 如：无功功率补偿器、电力有源滤波器。电源装置是实际有机电磁的电工电源（如发电机与电子电 源两类）电子电源是用电子技术方式将输入电力转换为负载所需要 规格的电力，也分为两类，线性电源（如模拟电子技术课 程中的线性电源）和电力电子电源（用开关变换方式，本 课程讲授的内容）电源装置电源装置可以分为工作电源与驱动控制电源两小类：?前者为电工、电子设备提供工作电力； ?后者作为驱动控制电源使电机类负荷得到更好的控制动力。由于课程学时数限制，本课程主要讲解工作电源。AC/DC变换器 电源装置DC/DC变换器DC/AC变换器AC/AC变换器AC/DC变换器（整流器）具有不控、半控、全控等控制方式及桥式、双半波等结构； 传统的不控和相控整流方式：控制简单、效率高，但具有滞后 的功率因数，且输入电流中低次谐波含量较高，对电网污染大； 目前，使输入电流波形接近正弦，功率因数接近1的高频整流器， 及各种功率因数校正（PFC）器正逐步应用于整流装置中。DC/DC变换器将一种电压、电流规格的直流电变换为另一种规格的直流电的装置主要用在直流电机驱动和开关电源中谐振和准谐振软开关DC/DC变换器是目前研究的热点。提高工作频 率和功率密度，是主要目的。DC/AC变换器（逆变器）用于将直流电变换为交流电，根据输出电压及频率的变 化情况，可分为CVCF及VVVF两类，当前逆变器发展中的 研究热点集中在输出量控制技术、高频链技术及软开关 技术上。AC/AC变换器?用于将一种规格的交流电变换为另一种规格的交流电。输入和 输出频率相同的称为交流调压器。频率发生变化的为周波变换器 或变频器。 ?AC/AC变换器目前以相控为主，主要用于调光，调温及低速大 容量交流调速系统。中、小容量电机驱动变频器大多采用交-直交间接变换。基于PWM理论的矩阵变换和许多高频链变换方式 近来相继被提出，目前正处于研究阶段。电力电子装置的应用概况应用在供电电源、电机调速、电力系统等方面。 1、直流电源装置（1）通信电源一次和二次电源为直流电源。一次电源将电网的交流电转换为48V的直 流电;二次电源将48V直流电转换为通信设备内部集成电路所需多路低压 直流电. （2）充电电源 便携式电子产品的电池，UPS的蓄电池，电动汽车和电动自行车用蓄电 池及脉冲激光器储能电容电路等需要充电。（3）电解、电镀直流电源电解电镀低压大电流直流电源，消耗总发电量的50%。电力半导体器件 组成的直流电源效率高，利于节能。（4）开关电源通信设备、办公自动化设备和家用电器等设备内部用AC/DC、DC/DC开关开关电源不断发展，全球市场规模达100亿美元/年以上。DC/DC开关变流器 用高频软开关技术，功率密度达120W/立方英寸，效率达90%。交流电源装置1、交流稳压电源电网电压波动、波形失真、重要设备需用交流稳压电源得到高品质用电。如 医疗设备用电子交流稳定电源稳压。2、通用逆变电源在航天、船舶工业、可再生能源发电系统等。如特殊船舶上基本电源是蓄电 池，50HZ逆变器为计算机、无线电等供电，400HZ逆变器为雷达、自动舵供 电。 3、不间断电源UPS 用于计算机及网络技术。特种电源装置1、静电除尘用高压电源 如煤气生产中用静电除尘清除煤气中的焦油。除尘设备用高压电源产生高压 静电，用高压静电吸收尘土。 2、超声波电源 超声波探伤、医疗器械等。超声波电源是交-直-交变频器，输出频率在 20KHZ以上。3、感应加热电源热效率高，对工件加热均匀、可控性好，环境污染小。电磁炉是小型感应加 热电源，需要高频交流电源。4、焊接电源用低压大电流产生电弧熔化金属。模块化的IGBT电焊机应用广泛。电力系统用装置1、高压直流输电 线路上没有无功损耗和系统稳定性问题。高压大功率整流器和逆变 器为关键技术。葛洲坝-上海，三峡-常州异地输电等用高压直流输 电。2、无功功率补偿装置和电力有源滤波器。无功功率补偿装置可提高电网的利用率，有源电力滤波器用于吸收 电网谐波以提高电网的电能质量。有源电力滤波器动态响应快、补偿特性不受电网阻抗影响。 3、电力开关 如晶闸管控制电容器组的投切补偿无功功率等。电机调速用电力电子装置电机耗电量占工业耗电量的80%。使用调速装置可稳定速度并降低用电量。调速装置包括直流调速装置和交流调速装置。如交通运输中，城市地铁、轻轨 等的推进采用直流斩波调速系统，铁路机车、磁悬浮列车等的推进采用变频调 速的交流传动系统。其他实用装置1、电子整流器和电子变压器。 荧光灯用的电子整流器和霓虹灯用电子变压器等，采用高频化，电感 体积缩小，消除工频噪音，提高功率因数，节能。 2、空调电源 变频电源，节能降噪。 3、微波炉，应急灯等电源。电力电子装置的发展前景1、交流变频调速 中、小容量的变频器加快智能化和集成化进展，可实现变频逆变器的单片功率集成； 大容量交-交变频器被IGBT、GTO交-直-交变频器取代。多电平逆变器成为高电压电动 机调速的主流。 2、绿色电力电子装置 高功率因数和低谐波的电力电子装置为绿色电力电子装置。 功率因数补偿和零电压或零电流开关技术的研究，为绿色电源产品奠定了基础。 3、电动车 电动车的推广要求先进的电动机、先进的驱动电源、先进的电动机控制方法，先进的 充电装置。4、新能源发电如太阳能发电可利用电网蓄能并调节用电，白天向电网送电，晚间由电网供电，连接 太阳能电池与电网的是逆变电源装置。 5、信息电源 通信系统中大量的DC-DC低压电源，计算机用1V、100A的低压大电流快响应电源等。半导体电力电子器件
1、电力二极管 单向导电性 散热 反向恢复时间 快速恢复二极管 二极管在未恢复阻断能力之前，相当于短 路状态 普通二极管trr=2-10us 快速恢复二极管trr为几十至几百ns2、晶闸管 擎住电流IL 脉冲宽度 维持电流 要关断晶闸管，必须使阳极电流 小于维持电流 额定电流：普通晶闸管、双向晶 闸管3、电力晶体三极管BJT、GTR二次击穿 开关过程ton、toff4、功率场效应管MOSFET 高频工作方式 单极性导电，开关速度快 寄生体二极管D，有反向恢复过程，易引起 管子损坏导通电阻具有正温度系数，便于并联使用一般选择耐压高，Ron小的管子 Ron小，开关电源效率高5、绝缘门极双极型晶体管IGBT 栅极驱动性能类似MOSFET 输出具有双极型晶体管特点寄生晶闸管-擎住效应-失控为防止擎住效应，IGBT工作电流不能超过规定 的最大值，并尽量减小关断时的du/dt.6、半导体电力开关模块和电源集成电 路 电力开关模块 功率集成电路PIC 智能功率模块7、驱动电路 双极型器件的驱动-电流驱动基本要求：驱动电流波形为最佳、 隔离与保护单极型器件的驱动-电压驱动驱动功率小，稳态无电流，仅有 动态位移电流基本要求：驱动电压最佳（一般 +15V，-5V）、隔离与保护 驱动电路结构 直接式：分立元件构成、集成驱 动芯片驱动线一般用双绞线且尽量短， 避免受干扰。直接驱动电路隔离驱动电路8、驱动电路参数对器件性能的影响 IGBT的极限参数与性能关系电力电子器件的应用技术散热技术缓冲技术保护技术缓冲电路缓冲电路的主要作用是：抑制开关器件的du/dt、di/dt，改变开关轨迹、 减少开关损耗，使之工作在安全工作区内。缓冲电路在开通时，电感中储存磁能，关断时，电容储存电能，这些 能量以热的形式消耗在缓冲电路的电阻上。在晶闸管的使用上，通常选用无极性缓冲电路。在晶闸管回路中串入 电感，抑制开通时的di/dt ，在晶闸管两端并联RC网络以抑制关断时的瞬 时过电压，并且防止因du/dt过大而引起的误触发。 在GTO、BJT、IGBT等自关断器件时，由于工作频率比SCR高得多，采 用有极性缓冲电路，以加快电容或电感的抑制作用。电压、电流关断波形无极性有极性复合型1、关断缓冲电路原理：二极管VDS的单向导电性，T关 断时，CS立即起作用，CS两端电压不 能突变，使集-射极两端的电压上升率 被限制，电容越大， du/dt越小，即du/dt=Im/ CSIm为最大负载电流；在有缓冲电容的 情况下，IGBT关断时，集电极被电容 电压牵制，不会出现集电极电压和电 流同时达到最大值的情况。 RCD关断缓冲电路 电容CS上的电场能量，在IGBT下一次开通时，通过电阻RS释放， 缓冲电路减小了IGBT的关断损耗，但IGBT和电阻上的总损耗不 一定减小。 电阻为电容上的过电压形成泻放回路，可抑制线路电感和电容振 荡。关断缓冲电容选择电阻RS的值的选择应考虑两个问题：器件最小导通时间应大于电容的 放电时间常数；电容的最大放电电流is=UCC/RS与工作电流之和不能超 过器件额定电流值。 开关器件关断时电容CS上吸收电能，开通时损耗在电阻上，电阻的功 率损耗为： PR=1/2*（ CS UCC2fs） 设计时按总损耗为最小的原则取值，再根据试验情况调整参数。关断缓冲电阻选择关断缓冲二极管选择2、开通缓冲电路工作原理：IGBT开通时，在集电极电压 下降期间，电感Li抑制di/dt 的上升率， 当IGBT关断时，储存在电感Li中的能量 1/2LiIm2通过二极管VDi续流，其能量消 耗在Ri中。采用开通缓冲电路后，电流ic的上升时 间增加。电感越大，上升速度越慢，电 流上升率di/dt 越小。总损耗最小时对应的电感量为：Li=（2UCCtfv）/（9Im）器件开通的损耗为： Pon=（ImUcctfvfs）/6复合缓冲电路iC A 无缓冲电路 BD O有缓冲电路C uCE不加缓冲电路时，IGBT的集电极电压和电流 同时出现最大值，均产生超调现象，瞬时功 耗很大，产生局部热点，导致器件损坏。加 上缓冲电路后，开通和关断轨迹改善，没有 电压和电流同时达到最大值现象，为IGBT提 供了安全的工作环境，最大限度减小了IGBT 的开关损耗。耗能式缓冲电路能够减小开关器件的开关损耗，因为把开关损耗从器 件本身转移至缓冲器内，然后消耗在电阻上，即开关器件的损耗减小 了，安全运行得到了保证，但总的开关损耗不一定减少。3、保护技术1）保护的类型 过电流保护、输出过压保护、输入瞬态电压抑制、 输入欠压保护、过温保护、器件控制极保护 2）保护的方法主动和被动被动主要方法封锁脉冲 保护一般应具有反延时特性，如过温、过流3）保护的设计根据需要合理地选择类型和方法，不必要的保护 会增加装置的故障率。过流保护1、防止过电流的措施为防止桥臂中两个开关器件直通，常对两个开关器件的驱动信号互锁并设置 死区。（1）互锁即桥臂中一开关器件有驱动信号时，不允许另一开关器件有驱动 信号；（2）死区指桥臂中两开关器件不允许开通的时间。 死区时间一般取器件关断时间的1.5-2倍； 2、过电流保护方法 （1）利用参数状态识别对单个器件进行自适应保护； 如一般开关器件的饱和压降随电流增加而增加，当饱和压降超过限定值时， 该器件的驱动电路自动封锁脉冲； （2）利用设置死区和互锁的办法对桥臂中两个器件进行保护 （3）利用常规的办法进行过电流保护 晶闸管，用快速熔断器保护；对高频开关器件，采用电流检测，过流时限制 电流，必要时封锁驱动脉冲。过电流保护措施及配置位置
电流信号的检测电流检测信号用于反馈控制及保护环节。要求取样可靠、准确。 电流检测元件分类：1）慢速型电流检测元件电流互感器：利用电磁感应原理制作，因为普通铁心的磁滞现象，所以 是慢速型电流检测元件。电流互感器采样电阻取值不能太大，否则绕组电压过高，导致铁心磁通 饱和。互感器二次绕组不能开路。电流互感器较经济、但工作频率范围有限。 2）快速型电流检测元件 霍耳传感器：霍耳元件是霍耳传感器的核心。 霍耳元件是有一定厚度的半导体基片。 霍耳电流传感器模块：利用磁场平衡式原理工作。霍耳电流传感器特点：能迅速反映变化，跟随时间在1us 以内，能检测交、直流和脉冲电流，与被测电流绝缘，响应 速度快。霍尔电流检测器件较贵、但通频带较宽。3）无感电阻检测（快速型检测） 串入主电路产生附加的压降及功耗，检测电路与主电路无电 的隔离，用于功率不高的小功率系统中。 对于直流电流，过流检测装置可使用电阻分流器或霍尔电 流检测器件。 用分流器检测电流时，主电路和保护电路将共地，霍尔器 件可以完全隔离。 对于交流电流，过流检测装置可使用电流互感器或霍尔电 流检测器件。
输出过压保护输出过压检测设置在输出端，输出是交流电压时可用电压互感器（变压器） 检测；输出是直流电压用电阻分压取样。输入瞬态电压抑制交流线路间放置金属氧化物压敏电阻MOV 这种器件是可变电阻，瞬态电压出现时，阻值下降到最低值，将输入电压限 制在安全范围内，让瞬态能量消耗在电阻体内。输入欠压保护输入电压过低，开关器件的工作电流将过大，可能超过其最大电流值而损坏。 如果蓄电池过低压供电，放电电流必然过大，可能造成蓄电池永久损坏。须 设置欠压保护电路。过电压抑制措施及配置位置 F?避雷器 D?变压器静电屏蔽层 C?静电感应过电压抑制电容 RC1?阀侧浪涌过电压抑制用RC电路 RC2?阀侧浪涌过电压抑制用反向阻 断式RC电路 RV?压敏电阻过电压抑制器 RC3?阀器件换相过电压抑制用RC电路 RC4?直流侧RC抑制电路 RCD?阀器件关断过电压抑制用RCD电路过温保护采取封锁驱动信号措施。 可用不同温度等级的常开或常闭温度开关。器件控制极保护电力电子装置中所用的开关器件以电压型开关器件占主导地位，它们 的控制特性好，驱动功率小，但控制极比电流型开关器件容易损坏，应 注意控制极的保护。 驱动电阻RG的大小根据器件功率等级确定，通 过实验在典型值附近调整（5-22欧），但RG过 小造成驱动电路过载；稳压管为驱动电压双向 限幅，选18V的电压值，反串后具有±18V的双 向限幅特性，可防止驱动电压超过±20V；R是5 千欧左右的电阻，为栅极静电提供放电回路， 并且可防止驱动引线电感和极间电容的振荡。 以上元件尽量靠近开关器件栅极布置，以减小 引线电感的影响。
散热技术1、散热的重要性 PN结是电力电子器件的核心，由于PN结的性能与温度密切相关，因此 每种电力电子器件都规定最高允许结温，器件在运行时不应超过最高允 许结温和功耗的最大允许值，否则器件的许多特性和参数都有较大变化， 甚至使器件永久损坏。如果不采取散热措施，一只100A的二极管长期流 过50A的恒定直流也可能损坏。 2、散热原理 电力电子器件在运行时有损耗，这部分损耗转变成热量使管芯发热、结 温升高。管芯发热后，要通过周围环境散热。 散热途径有热传导、热辐射和热对流三种方式。对电力电子器件，散热 途径主要采用热传导和热对流两种方式。热传导可以用稳态热路图与热阻的概念理解。管芯内温度最高的部位在 PN结上，热量从PN结通过管壳、散热器传至环境介质中。热路图与电路图相似，功耗P、温升△ T和总热阻Rθja 之间的关系和欧姆定律相似，即△ T= Rθ jaP△ T=Tj-Ta, Tj和Ta代表结温和环境温度。 Rθ ja 为PN结至环境介质的热阻。耗散功率P流过器件时，器件的稳态温升△ T与热阻Rθ ja成正比，即热 阻越大，温升越大，散热效果越差。器件散热时的总热阻由PN结至外壳的热阻（内热阻，由器件的结构、工 艺和材料决定）、外壳至散热器的接触热阻(外热阻）及散热器至环境的 热阻Rθsa（外热阻）组成。在流过器件的平均电流保持恒定时，器件和散热器可达到热稳定状态。自然冷却时，散热器的热阻按经验公式计算：Rθsa=295A-0.7P-0.15A为散热器有效面积，P为流入散热器的功率，即散热器上功率开关器件的 损耗。 在作散热器设计时，先计算散热器的热阻Rθ sa，再求散热器的有效表面 积，根据有效的表面积和散热器手册选配散热器。稳态热路图与热阻热路欧姆定律：设计案例 工作在感性负载下的小功率GTR，工作电流IC=10A，工作电压UCES=100V， 开关频率f=10KHZ，占空比D=0.9，通态电压UCES=1V，开通时间ton=1us， 关断时间toff=2us，结温不超过25°C,结-壳热阻Rθ jc=0.7°C/W,计算当环 境温度Ta=35°C，结温不超过125°C时,GTR直接与散热器装配时散热器 的热阻。解（1）计算器件总功率损耗由通态损耗、开关损耗两部分组成 通态损耗：PC=UCESICD=1*10*0.9=9W开关损耗： PS=PS(on)+PS(off)=1/2*UCE*IC*(ton+toff)*fs=1/2*100*10*(1+2)*106*104=15W总功率损耗：P=PC+PS=24W （2）计算散热器热阻 管壳到散热器的接触热阻较小，可忽略。Rθcs =0TjM ? Ta ? ( R? jc ? R? cs ) P 125 ? 35 ? ? (0.7 ? 0) ? 3.05(?C / W ) 24 R? sa ?根据 R? sa算得散热器的表面积，再选择相应 的散热器产品。散热器散热措施：为限制结温，从减少器件的损耗和采取散热措施入手。 减少器件的损耗可采用软开关电路、增加缓冲电路等措施。 散热措施： （1）采用提高接触面的光洁度，接触面上涂导热硅脂，增加合适的安装压 力等方法减小器件接触热阻。 （2）选用有效散热面积大的铝型材的散热器，必要时，采用导热性能好的 紫铜材料制作散热器，以减少散热热阻；（3）结构设计时，注意机箱风道的形成，可采用在装置内部安装风机等热 对流方式来降低装置内部环境介质温度，必要时还可以运用水、油或其它液 体介质管道帮助冷却。课程特征1、讲解非线性电子装置的课程，非线性是其中的电路的有源电力器件是用 时间比率变化的开关信号控制的。 2、是一门工程应用课程，涉及电子产品的设计、研发等工程技术问题。 3、是一门综合性技术课程，涉及以前所学的多门（电子）电类课程。教材1、林周布编写的电力电子装置讲义 2、邢岩等编著的高频功率开关变换技术，机工版3、王兆安等编著的电力电子技术，机工版本章学习要点 1、了解电力电子装置的分类、应用概况及发展前景。2、熟悉常用电力电子器件的基本电性能和应用特点。3、掌握电力电子器件的基本应用技术、器件应用特点。 散热必要性和措施 缓冲电路意义及参数计算 保护类型和基本方法 自锁式保护电路的原理第二章 PWM直流电源装置2.1 概述电源装置根据输出电力的直流或交 流特性区分为直流电源或交流电源。 直流电源的输入电力若是交流，则常 称为AC/DC整流器；而输入电力若是 直 流 常 称 为 DC/DC 直 流 变 换 器 或 DC/DC直流斩波器（此类一般特指输 入输出之间不隔离的DC/DC）。整流器按整流器件不同分两类：一类为不控型整流器，即由二极管构成。 另一类为可控型整流器。后者又分为晶闸管半 控型整流电路与晶体管全控型整流电路（高频PWM 整流器）。经整流器输出的电压波形含有较高的AC 波纹分量，故整流器输出必须接交流滤波电 路。滤波器电路分大电感性滤波电路、大电容性滤波电路与 二阶LC电感电容滤波电路。在模拟电子电路中有阻容滤波 电路，但因其功耗大，不能采用。晶闸管整流电路采用相控方式，不能采用电容性滤波 电路。（为什么？） 由交流电源供电的电子装置，以前大量采用由工频变 压器隔离降压加串联稳压电路构成的线性直流电源作为工 作电源；由于高频PWM控制方式的开关电源体积小、重量轻、 效率高，现在已逐渐取代了线性电源。但是，由于线性电 源具有很低的输出噪声与波纹电压特性，在一些仪器与测 量电源中仍然得到应用。对于AC/DC开关电源来说，采用二极管整流容性滤波 电路，将调压控制部分移到高频变换器上，称此AC/DC开 关电源为脱线式（off-line）开关电源，结构特点为 AC/DC + DC/DC。开关电源指的是DC/DC变换器采用高频 开关变换器技术，脱线式指的是DC/DC变换器的直流电力 要间接从AC/DC整流电路获得。目前采用工频交流市电供 电的电子仪器、设备，主流采用脱线式（off-line）开 关电源。对于高频电力电子电路，由于追求小体积、轻 重量、低成本，故一般采用大电容性滤波的整流电路， 这样就会产生启动冲击电流问题，因此在电路中要用启 动限流电路。由于大电容性滤波整流电路产生高脉冲峰值电流，谐波电 流很大，注入电网会造成电力污染，而且也降低了电源的输 入功率因数PF（一般仅为0.6～0.7）。为满足国际标准，必 须降低输入谐波电流，这样就要加入功率因数校正电路。 一般，小功率PFC电路用无源技术，较大功率PFC电路宜 用有源技术。无源技术除了体积大、笨重外，还有谐振特性 对频率敏感的缺陷；因此，一般要在无源滤波器中加入电阻 以降低其Q值（使谐振电压或电流的波形不尖锐），并展宽其 滤波特性的带宽。无源技术的最突出优点是成本较低、可靠 性较高。有源功率因数校正（APFC）可以使输入电流波形正 弦化，使输入电流和交流输入电压同相位，功率因数近似为1.问题：二极管整流容性滤波电路的三大缺陷？要采取何措施？各种电子装置一般都需要不同电压 等级的直流电源供电；一些信息电子 装置由于采用蓄电池供电，装置内的 电路还需要其它电压规格的电源，就 要使用直流/直流变换器来解决这个问 题。在DC/ DC 变换器中, Buck、Boost、Buck-Boost、Cuk 等 单管非隔离型斩波器，一般应用于较小功率场合；Forward 和Flyback 单管隔离型变换器适用于较小输出功率的AC/DC 开关电源。而在中大功率场合, 一般采用全桥变换器或双管 交错双重Forward 变换器。个人计算机采用单个开关电源，输出多路为计算机各单元部 分供电，此为集中式直流供电。在高可靠性电子系统，一般 采用分布式直流供电系统。 分布式直流供电系统将直流电源系统分为两部分，前级部 分整流器称为一次电源，后级DC/DC变换器部分称为二次 电源，在DC BUS 上挂上蓄电池组，保证DC BUS 不间断供 电，分布式供电系统任何一个二次电源出故障，都不会影响 系统的工作，系统的可靠性很高。为了提高可靠性，二次电源作成只有输入、输出端子的模块电源，一次电源作成 能并联运行的整流器模块。这些技术借助开关电源技术 实现。直接安装在板（卡）上。2.2 DC/DC PWM变换器的基本电路? 基本的非隔离型DC/DC变换器； ? 基本的隔离型DC/DC变换器； ? 有CCM（连续导电模式）和DCM（不连续导电模式） ? 用于高频变换器的（吸收）缓冲电路。斩波电路三种控制方式 T不变，变ton ―脉冲宽度调制（PWM）。 ton不变，变T ―频率调制(PFM)。 V ton和T都可调，改变占空比―混合型。 i EGLioR+VD u o M EM-降压斩波电路工作原理iG t on O io T i1 I 10 O uo Ea) 电路图t off t i2 I 20 t1 tt=0时刻驱动V导通，电源E向负载供电， 负载电压uo=E，负载电流io按指数曲线上升。 t=t1时控制V关断，二极管VD续流，负载 电压uo近似为零，负载电流呈指数曲线下 降。 通常串接较大电感L使负载电流连续且脉动 小。 工作模式：CCM、DCM、CRMO iG iG O io O uo O t onb)电流连续时的波形t off Tt i1 E t1 I 20ttxi2 t2 t Ec) 电流断续时的波形EMt数量关系电流连续 负载电压平均值：ton ton Uo ? E? E ??E ton ? toff Tton――V通的时间 toff――V断的时间 a--导通占空比 负载电流平均值U o ? EM Io ? R电流断续，Uo被抬高，一般不希望出现。从能量传递关系出发进行的推导 由于L为无穷大，故负载电流维持为Io不变 电源只在V处于通态时提供能量，为 在整个周期T中，负载消耗的能量为EIotonRI o2T ? EM I oT ? ?? E ? EMR一周期中，忽略损耗，则电源提供的能量与负载消耗的能量相等。EIoton ? RI T ? EM IoT2 oIo ?EI1 ? ? EIo ? Uo Ioton I1 ? Io ? ? Io T输出功率等于输入功率，降压斩波器可看作直流降压变压器。V、VD的耐压： Uvmax=UVDmax=E，E ? UO ?iL ? DTS 2L 1 IV max ? IO ? ?iL 2电感电流纹波开关器件V的最大、 平均电流IV ? DIO1 IVD max ? IO ? ?iL 2VD的最大、平均电 流IVD ? (1 ? D) IO电感电流纹波的典型值为满载时直流分量的10%至20%（不希望太大，否则 增大流过电感和半导体开关器件的电流峰值，增加功率损耗和体积）E ? UO L? DTS 2 ?i L变换器输出电压纹波 电容电压纹波与ic(t)波形为正时充的总电荷相关。设计好的变换器，电 容需滤掉主要的开关纹波，所以几乎所有的电感电流纹波流过电容，流 经负载阻抗R的纹波非常少。 uC的总变化量为2 ?u电容C的选取q ? C.(2?u ) 1 TS q ? ?iL. 2 2 ?iL.TS ?C ? 8 ?uUO I? RCCM与DCM模式的界限为I ? ? iL I ? ? iLCCMDCM也可根据LB来判别CCM或DCM升压斩波电路 升压斩波电路（Boost Chopper）1) 升压斩波电路的基本原理 2) 电路结构工作原理假设L和C值很大。 V处于通态时，电源E向电感L充电，电 流恒定I1，电容C向负载R供电，输出电 压Uo恒定。 V处于断态时，电源E和电感L同时向电 容C充电，并向负载提供能量。iGE0ioI10数量关系 设V通态的时间为ton，此阶段L上 积蓄的能量为 设V断态的时间为toff，则此期间电 感L释放能量为 稳态时，一个周期T中L积蓄能量与 释放能量相等EI1ton ? (Uo ? E) I1toffT/toff&1，输出电压高于电源电压，故为升压斩波电路。ton ? toff T Uo ? E? E toff toff电压升高的原因：电感L储能使电压泵升的作用； 电容C可将输出电压保持住。 如果忽略电路中的损耗，则由电源提供的能量仅由负载R消耗，即 ：Uo 1 E Io ? ? R ? R与降压斩波电路一样，升压斩波电路可看作直流变压器EI1 ? Uo Io输出电流的平均值Io为Io ? Uo 1 E ? R ? R电源电流的平均值I1为I1 ?Uo 1 E Io ? 2 E ? RV、VD的耐压uVmax=uVDmax=UO V、VD的电流峰值和平均值1 IV max ? Ii ? ?iL 2 IV ? DIi 1 IVD ? Ii ? ?iL 2 IVD ? (1 ? D) Ii根据此式选择L 根据此式选择CE ?iL ? DTS L?u o ? UO DTS 2 RCCCM与DCM模式的界限为I ? ? iL I ? ? iLCCMDCM也可根据LB来判别CCM或DCM升压斩波电路典型应用 一是用于直流电动机传动 二是用作单相功率因数校正（PFC）电路 三是用于其他交直流电源中 用于直流电动机传动 再生制动时把电能回馈给直流电源。 电动机电枢电流连续和断续两种工作状态。 直流电源的电压基本是恒定的，不必并联电容器uo E uo EO it i1 i2 I 20 toff T b)O io i1 i2 I 20 t1 t x toff t2tI 10O t onI 10 tO tontTc)用于直流电动机回馈能量的升压斩波电路及其 波形 a） 电路图 b） 电流连续时 c） 电流断续时升降压斩波电路和Cuk斩波电路 升降压斩波电路 (buck -boost Chopper) 电路结构基本工作原理 V通时，电源E经V向L供电使其贮能，此时电流为i1。同时，C维持 输出电压恒定并向负载R供电。 V断时，L的能量向负载释放，电流为i2。负载电压极性为上负下 正，与电源电压极性相反，该电路也称作反极性斩波电路。i1 ILtontoffoi2 ILtob)t升降压斩波电路及其波形 a）电路图 b）波形数量关系 稳态时，一个周期T内电感L两端电压uL对时间的积分为零，即?T0uL d t ? 0V处于通态 uL = EV处于断态 uL = - uoE ? ton ? Uo ? toff所以输出电压为：ton ton ? Uo ? E? E? E toff T ? ton 1??升降压斩波电路和Cuk斩波电路结论当0&a &1/2时为降压，当1/2&a &1时为升压，故称作升 降压斩波电路。也有称之为buck-boost 变换器。 电源电流i1和负载电流i2的波形如图，设两者的平均值分别 为I1和I2，当电流脉动足够小时，有：I1 ton ? I 2 toff由上式得：i1 ILtontoffoi2 ILtEI1 ? Uo I 2o toff 1?? I2 ? I1 ? I1 b) ton ? 其输出功率和输入功率相等，可看作直流变压器。t根据此式选择C? UO ?IODTS 2C2) Cuk斩波电路V通时，E―L1―V回路和R―L2―C―V回路有电流。 V断时，E―L1―C―VD回路和R―L2―VD回路有电流。 输出电压的极性与电源电压极性相反。 电路相当于开关S在A、B两点之间交替切换。Cuk斩波电路及其等效电路 a） 电路图 b） 等效电路数量关系?同理：T0 Ci dt ? 0I 2ton ? I1toffI 2 toff T ? ton 1 ? ? ? ? ? I1 ton ton ?ton ton ? Uo ? E? E? E toff T ? ton 1??优点（与升降压斩波电路相比）：输入电源电流和输出负载电流都是连续的，且脉动很 小，有利于对输入、输出进行滤波。对L1对CuL ( on ) ? E , uL ( off ) ? UC ? E uL ( on ).Ton ? uL ( off ).Toff UC ? E ? UO D ?UO ? E 1? D对L2iC ( on ) ? ii, iC ( off ) ? IO iC ( on ).Ton ? iC ( off ).Toff E.Ii ? UO.IO D ?UO ? E 1? DuL ( on ) ? UC ? UO, uL ( off ) ? UO uL ( on ).Ton ? uL ( off ).Toff UC ? E ? UO D ?UO ? E 1? DSepic(single-ended primary inductor circuit)斩波电路和Zeta 斩波电路电路结构Speic电路原理V通态，E―L1―V回路和C1―V―L2回 路同时导电，L1和L2贮能。a) Sepic斩波电路V断态，E―L1―C1―VD―负载回路 及L2―VD―负载回路同时导电，此 阶段E和L1既向负载供电，同时也向 C1充电（C1贮存的能量在V处于通态时向L2 转移）。输入输出关系： t t ? U o ? on E ? on E ? E toff T ? ton 1??b) Zeta斩波电路Sepic斩波电路和Zeta斩波电路Zeta斩波电路原理 V处于通态期间，电源E经开关V向电感L1贮能。V关断后， L1 －VD－ C1 构成振 荡回路， L1 的能量转移至 C1 ， 能量全部转移至 C1 上之后，VD 关断，C1经L2向负载供电。 输入输出关系：Uo ?b) Zeta斩波电路? E 1??相同的输入输出关系。Sepic电路的电源电流和负载电流均 连续，Zeta电路的输入、输出电流均是断续的。两种电路输出电压为正极性的。BUCK变换器有输出滤波电感,重载下输出端电流连续,电流 纹波小,输入端电流纹波大;BOOST变换器输入端有电感,输 入电流纹波小,输出端电流纹波大;BUCK-BOOST变换器输入 端、输出端均未接电感，输入、输出电流纹波均大。以上 三种DC-DC变换器输入、输出间用电感耦合。 CUK变换器与BUCK-BOOST变换器互为对偶，是升降压变换 器。输入、输出端各接电感，输入、输出电流纹波很小； 输入、输出间用电容耦合；三端PWM开关模型是开关晶体 管、耦合电容和开关二极管的组合；SEPIC和ZETA变换器输入、输出间用电容耦合；为 升降压变换器，升压还是降压，取决于占空比的大 小；输入端电路结构，SEPIC变换器（耦合电容以 前）和BOOST变换器相同；ZETA变换器（耦合电容 以前）和BUCK-BOOST变换器相同；输出端电路结构， SEPIC（耦合电容以后），和BUCK-BOOST变换器相 同，ZETA（耦合电容以后），和BUCK变换器相同； SEPIC变换器有输入滤波电感，输入电流纹波很小， 适宜作高功率因数预调节器。ZETA变换器输出端有 滤波电感，输出电流纹波很小。 以上构成了DC-DC PWM变换器的六种基本电路。具有中间变换环节的DC/DC变换器1）正激电路(Forward)开关S开通后，变压器绕组W1 两端的电压为上正下负，与其 耦合的W2绕组两端的电压也是 上正下负。因此VD1处于通态， VD2为断态，电感L的电流逐 渐增长；S关断后，电感L通过VD2续流， VD1关断。变压器的励磁电流 经N3绕组和VD3流回电源，所 以S关断后承受的电压为N1 u S ? (1 ? )U i N3正激电路的原理图 S O uS Ui O iL O iS O 正激电路的理想化波形 t t t t2）变压器的磁心复位开关S开通后，变压器的激磁电流 由零开始，随时间线性的增长，直 到S关断。为防止变压器的激磁电 感饱和，必须设法使激磁电流在S 关断后到下一次再开通的时间内降 回零，这一过程称为变压器的磁心 复位。 N1 trst ? ton 变压器的磁心复位时间为 N3输出滤波电 感电流连续 的情况下输出电感电 流不连续时输出电压Uo ?N2 Ui N1
反激电路(flyback)1）工作过程：S开通后，VD处于断态， W1绕组的电流线性增 长，电感储能增加； S关断后，W1绕组的电 流被切断，变压器中的 磁场能量通过W2绕组 和VD向输出端释放。反激电路原理图S O uS Ui O iS ton toff t tiVDO tOt反激电路的理想化波形2）反激电路的工作模式：电流连续模式：当S开通时， W2绕组中的电流尚未下降到零。 输出电压关系： Uo N t ? 2 on Ui N1 toff 电流断续模式：S开通前，W2 绕组中的电流已经下降到零。 输出电压高于计算值，并随负 载减小而升高，在负载为零的 极限情况下， ， 因此反激电路不应工作于负载 Uo ? ? 开路状态。反激电路原理图S O uS Ui O iS ton toff t tiVDO tOt反激电路的理想化波形DCM下，1 Ui L( DTS ) 2 . fS ? UOIO 2 LIO≠0，所以，负载不能开路半桥电路1）工作过程S1与S2交替导通，使变压器一次侧 形成幅值为Ui/2的交流电压。改变开 关的占空比，就可以改变二次侧整 流电压ud的平均值，也就改变了输 出电压Uo。 S1导通时，二极管VD1处于通态， S2导通时，二极管VD2处于通态; 当两个开关都关断时，变压器绕组 N1中的电流为零，VD1和VD2都处于 通态，各分担一半的电流。 S1或S2导通时电感L的电流逐渐上升， 两个开关都关断时，电感L的电流逐 渐下降。S1和S2断态时承受的峰值 电压均为Ui。半桥电路原理图 S1 S2O Oton TttUiuS1O uS2 OUitt t iL iL半桥电路的理想化波形iS1 iS2 iD1 iS2OO O Ot t t半桥电路由于电容的隔直作用，半桥电路对 由于两个开关导通时间不对称而造 成的变压器一次侧电压的直流分量 有自动平衡作用，因此不容易发生 变压器的偏磁和直流磁饱和。半桥电路原理图 S1 S2O Oton Tt2）数量关系当滤波电感L的电流连续时： U o N 2 ton ? U i N1 T 如果输出电感电流不连续，输出电压 U0将高于计算值，并随负载减小而升 高，在负载为零的极限情况下， N2 Ui Uo ? N1 2tUiuS1O uS2 OUitt t iL iL半桥电路的理想化波形iS1 iS2 iD1 iS2OO O Ot t t全桥电路1）工作过程全桥电路中，互为对角的两个开关同 时导通，同一侧半桥上下两开关交替 导通，使变压器一次侧形成幅值为Ui 的交流电压，改变占空比就可以改变 输出电压。 当S1与S4开通后，VD1和VD4处于通态， 电感L的电流逐渐上升； S2与S3开通后，二极管VD2和VD3处于通 态，电感L的电流也上升。 当4个开关都关断时，4个二极管都处 于通态，各分担一半的电感电流，电 感L的电流逐渐下降。S1和S2断态时承 受的峰值电压均为Ui。全桥电路原理图S1 S2 O O uS1 T ton t t 2Ui t 2Ui t t t iL t iL tO uS2iS1 OO iS2 O iD1 iS2 OO 全桥电路的理想化波形? 如果S1、S4与S2、S3的导通时间不对 称，则交流电压uT中将含有直流分 量，会在变压器一次侧产生很大的 直流 分量，造成磁路饱和，因此 全桥电路应注意避免电压直流分量 的产生，也可在一次侧回路串联一 个电容，以阻断直流电流。全桥电路原理图S1 S2 O O uS1 O uS2 iS1 O T ton t t 2Ui t 2Ui t t t iL t2）数量关系滤波电感电流连续时： U o N 2 2ton ? U i N1 T 输出电感电流断续时，输出电压 Uo 将高于计算值，并随负载减小而升高， 在负载为零的极限情况下 N2 Uo ? Ui N1O iS2 O iD1 O iS2iLtO 全桥电路的理想化波形推挽电路1）工作过程推挽电路中两个开关S1和S2交替导 , 通，在绕组N1和N 1两端分别形成 相位相反的交流电压。S1 导通时，二极管VD1 处于通态， 电感L的电流逐渐上升。 S2 导通时，二极管VD2 处于通态， 电感L电流也逐渐上升。 当两个开关都关断时，VD1和VD2 都处于通态，各分担一半的电流。 S1和S2断态时承受的峰值电压均为 2倍Ui。推挽电路原理图S1 S2 O O uS1 O uS2 iS1 O T ton t t 2Ui t 2Ui t t t iL t iL tO iS2 O iD1 iS2O推挽电路的理想化波形OS1和S2同时导通，相当于变压 器一次侧绕组短路，因此应 避免两个开关同时导通。2）数量关系S1推挽电路原理图ton O O uS1 O uS2 iS1 O T t t 2Ui t 2Ui t t t iL t iL t滤波电感L电流连续时：S2U o N 2 2ton ? U i N1 T输出电感电流不连续时，输出电压 Uo 将高于计算值，并随负载减小而 升高，在负载为零的极限情况下， N2 Uo ? Ui N1O iS2 iD1 O OiS2推挽电路的理想化波形O各种不同的间接直流变流电路的比较 电路正激 反激 全桥 半桥 推挽优点电路较简单，成本低， 可靠性高，驱动电路 简单 电路非常简单，成本 很低，可靠性高，驱 动电路简单缺点变压器单向激磁， 利用率低难以达到较大的功率， 变压器单向激磁，利 用率低功率范围几百W~几kW应用领域各种中、小功 率电源小功率电子设备、 计算机设备、消 费电子设备电源。 大功率工业用电 源、焊接电源、 电解电源等 各种工业用电源， 计算机电源等几W~几十W变压器双向励磁， 容易达到大功率变压器双向励磁，没 有变压器偏磁问题， 开关较少，成本低 变压器双向励磁，变压 器一次侧电流回路中只 有一个开关，通态损耗 较小，驱动简单结构复杂，成本高，有直 通问题，可靠性低，需要 几百W~几百kW 复杂的多组隔离驱动电路 有直通问题，可靠性 低，需要复杂的隔离 驱动电路几百W~几kW有偏磁问题几百W~几kW低输入电压的电 源DC/DC变换器的分析方法（理想电路条件下）一、直流参数变压器等效电路法 例：在CCM模式下的BUCK PWM变换器，虽然S只有通断两种工作状态， 但D也是开关器件，其通断受iD制约，故由于iD =iL的状态不同，就有 CCM与DCM两种模式，在CCM下，UO=Dui,即M(D)=UO/Ui,M(D)为参数 变压器变比参数，这样有等效电路（基于特勒根定理功率守恒），有 电路方程UOIO ? IiUi UO ? M ( D)Ui, Ii ? M ( D) IO, Ii UO ? ? M ( D) IO Ui利用这个方法，可解实际电路问题。如输入源有内阻RS，则有等效电路，根据Uo Ui ? M ( D) Ii ? IOM ( D) ?UO ? USM ( D) ? RSIOM 2 ( D)二、开关变换器的对偶原理分析方法1、开关变换器的等效电路 理想开关变换器中的等效关系支路电感L足够大电容C足够大电流源I电压源U 电流源I电源端电压源与大电感串联电流源与大电容并联负载端 LC滤波器并联负载 输出滤波电容并联负载电压源U电流源I 电压源等效电路图2、开关变换器的对偶（1）电路的对偶 电路对偶关系网孔开（导通） 开路节点关（关断） 短路电压源V电感L 电阻R电流源I电容C 电导GN:1理想变压器T型滤波电路（L-C-L) Y联结1：N理想变压器H型滤波电路（C-L-C) Δ联结（2）DC/DC开关变换器的对偶关系开关时间占空比ton D D/(1-D) 另电压开通 零电流关断toff 1-D D/(1-D) 零电流关断 零电流开通升降压变换器变换比 开关状态DC/DC PWM变换器的对偶原电路Buck Buck-Boost对偶电路Boost CukSEPICZeta2.3 PWM变换器的控制技术? 电压型PWM控制技术； ? 电流型PWM控制技术； ? 隔离型驱动技术。PWM电压控制模式电压控制模式原理图
问题：要制作高精度直流电压源主要可采 取什么措施？ 1、高增益负反馈误差放大器 2、合适的PI调节器 3、高精度的基准电压源；电压前馈模式控制原理图PWM峰值电流控制模式电流控制模式原理图M1m1m2M2假设系统发生扰动，输入电压发生变化，而输出来不及变化。M1变至m1,M2与m2相同。假设ton( j ? 1) ? ton( j ) ? ?ton( j ? 1) ? ton(1) ? Ton ? ?ton(1) y (1) ? m2toff (1) ? m1ton(2) m2 m2 k? ,? ton(2) ? toff (1) ? k[T ? ton(1)] ? T m1 m1 ?ton( j ? 1) ? ?k ?ton( j ) ? ?k[?k ?ton( j ? 1)] ? ... ? (?k ) j ?1 ?ton(2) k ? 1, d ? 0.5, lim ?ton( j ? 1) ? 0j ??当系统是渐近稳定的反之，系统不稳定。但因周期控制，实际是开关频率降低，电 压、电流纹波明显增大。所以，要加斜坡补偿。加斜坡补偿后，定义m 2 ? Mc k ? m1 ? Mc'Mc为补偿锯齿波的斜率，?ton( j ? 1) ? ?k ?ton( j ) ? ... ? (?k ) m2 ? m1 ' k ? 1, Mc ? 2'' j ?1?ton(2)在适当的斜坡函数补偿条件下，即使D&0.5，系 统也可以渐近稳定。L + Uin S iL平均电流模式控制iL-uco+ --iR+uSiR iL e 0 uS M1 M2 MS平均电流模式控制 √平均电流模式控制采用PI调节器作 为电流调节器，并将调节器输出的控制 量uc与锯齿波信号uS相比较，得到周 期固定、占空比变化的PWM信号，用 以控制开关的通与断。S平均电流模式 控制的原理滞环电流控制的基本原理: 指令电流的上、下限形成一个滞环, 将指令电 流值与实际补偿电流的差值输入到具有滞环特性的比较器中,然后用比较 器的输出来控制逆变器的开关器件。滞环电流控制(HCC) 检测的是电感 电流,并且控制电路中有一个滞环逻辑控制器。逻辑控制器的特性和继电 器特性一样, 有一个电流滞环带。所检测的输入电压分压后, 产生2 个基 准电流: 上限值与下限值。当电感电流达到基准下限值时, 开关管导通， 电感电流上升，当电感电流达到基准上限值时，开关管关断，电感电流 下降。数字控制（离散控制） 模拟PID调节器的时域表达式为1 t de(t ) u (t ) ? kp[e(t ) ? ? e(t )dt ? Td ] 0 Ti dt ?T n Td u (n) ? kp{e(n) ? e( j ) ? [e(n) ? e(n ? 1)] ? Ti j ?0 ?T上式为全量式离散PID算法。Kp,Ti,Td分别是比例、 积分、微分常数，u(t) 调节器输出变量，e(t) 调节器输入变量。?T u(n ? 1) ? kp{e(n ? 1) ? TiTd ? e( j) ? ?T [e(n ?1) ? e(n ? 2)] j ?0?T Td e( n ) ? [e(n) ? 2e(n ? 1) ? e(n ? 2)]} Ti ?Tn ?1u (n) ? u (n ? 1) ? kp{(e(n) ? e(n ? 1)) ?上式为增量式离散PID算法。控制、驱动回路中的隔离方法 变压器隔离光耦隔离D D TL431TL43124V直流电源系统框图及主电路24V直流电源主电路基本结构图 高频化带来的影响是什么？注意开关管、降压变压器PT、输出整流二极管的选择；电压、电流裕量的考虑 工作频率的考虑
TL494内部原理框图及外围电路锯齿波形成环节 调节器与PWM形成 保护和软启动环节 死区时间设置驱动电路及IGBT短路保护IGBT栅极驱动电路应具备的功能 提供足够的栅极电压（+15V）来开通IGBT并在开通期间保持这个电压在最初开通阶段，提供足够的栅极驱动电流减少开通损耗和保证IGBT的 开通速度在关断期间，提供一个反向偏置电压（-5---15V）提高IGBT抗暂态du/dt 的能力和抗EMI噪声的能力并减少关断损耗在IGBT功率电路和控制电路之间提供电气隔离。对IGBT逆变器，一般要 求的电气隔离为2500V以上。在短路故障发生时，驱动电路会通过合理的栅极电压动作进行IGBT保护， 并发出故障信号到控制系统。EXB841驱动器内部结构及典型应用EXB841存在的不足过流保护阀值太高，Uce过流识别值为7-7.5V时，IGBT将严重过流而使 性能严重下降或损坏 存在保护盲区，从脉冲输出到开始保护，大约有2.5US的延迟时间，如 果在特定的工作条件下，脉宽小于这一时间，同时存在过流的情况，电 路将连续工作而不能保护，从而导致IGBT损坏。 软关断保护不可靠，过流保护后，在10US内驱动信号缓降到零，因为存 在盲区时间，同时还有较长的软关断时间，导致不可靠，使得保护效果 差 负偏压不足，其使用单一的+20V电源产生+15V和-5V偏压，在高电压大 电流条件下，开关管通断会产生干扰，使得截止的IGBT误导通。 过电流保护无自锁功能，在过流保护时，对IGBT进行软关断，但此时如 果撤除外部输入信号，IGBT会直接进行硬关断。驱动器M57959L/M57962L驱动器选择的补充依据 驱动器必须输出要求的驱动功率 驱动器输出电流必须等于或大于最大的门极电流2.4 高频开关电源? 由于开关电源采用了工作频率较高的交流环节，变压器和滤波器都大大减小，体积和重量都远小于相控整流电源， 此外，工作频率的提高还有利于控制性能的提高。? ? ? ? ? ?高频开关电源概述 发展概况、基本组成 单端反激式开关电源 工作原理、典型电路、专用控制芯片、高频变压器的设计 高频开关电源实用技术 高频软开关、功率因数校正1、高频开关电源发展状况⊙发展过程 线性电源-开关电源-高频开关电源⊙线性电源电力电子器件工作在线性放大区域 ⊙开关电源线性稳压电源电力电子器件工作在开关模式，一般指小功 率AC-DC，DC-DC。开关电源2、高频开关电源的基本组成①输入环节 输入整流滤波、输入浪涌电流抑制、瞬态电 压抑制、线路滤波器 ②功率变换电路及高频变压器 ③控制策略 --PWM电压控制模式 --PWM峰值电流控制模式输入浪涌电流抑制--产生原因合闸瞬间，输入滤波电容充电产生很大的浪涌电流 --常用抑制方法限流电阻加并联开关负温度系数热敏电阻 小功率场合，可直接在线路中串接电阻反激电路&100W正激电路&100W,工作环境干扰大，输入电压质量恶劣，输出短路频繁 半桥、全桥&500W,工作条件好；对成本要求严，半桥；功率很大，全桥；输入电压很低，功率很大，可用推挽DCM：缺点：次级电流峰值大，开关管关断时产生较大输出电压尖峰，LC大；较大 次级峰值电流造成严重RFI，在输出线电感产生大的di/dt，输出地线上噪声 严重；次级电流有效值比CCM下大得多，要求更大导线尺寸、耐高纹波的输出 滤波电容；整流二极管温升高；初级峰值电流大，使用更大电流规格的开关 管。优点：次级整流二极管关断时电流应力小，无二极管反向恢复问题；变压器 励磁电感小，响应快，输出负载电流和输入电压突变时，输出电压瞬态峰值 小；传递函数无右半平面零点，系统稳定。单端反激式开关电源自激型单端反激开关电源RCC工作原理T通，i1流过N1=&U1 =&Uf(Nf) =&ib增加=&i1增加，T饱和,i1线 性上升，Czcd的存在，ib随时间下降，T进入放大区，i1受控减小， Uf反向，ib进一步减小，使T很快截止。临界工作状态自激型单端反激开关电源RCC实用电路他激型单端反激开关电源UC3842组成的小型充电器2.5 设计案例?开关变换器式自动充电器 ?开关型整流器模块与整流电源系统 ?ATX 开关电源开关变换器式自动充电器功能:由反激式变换 器构成的充电器电路， 可以使电动自行车等 所使用的免维护铅酸 蓄电池实现自动充电。C1、V1～V4、 C2组成电容滤波 整流电路；变压 器T为高频变压 器；V5、R2、 C11组成功率开 关管V7的尖峰吸 收电路；IC为单 端输出的电流模 式PWM控制集 成电UC3842 。NF为供给IC工作电源的辅助绕组。R12为过流保 护的取样电阻，V8、C3组成反激式整流滤波输出 电路。R13为用于稳定的死负载，V9～V12及 R14～R19组成发光管显示电路。V5、V6选用耐压为800V的高速快恢复二极管， V8选用耐压为500V的高速快恢复二极管，V7选用 耐压为 800V的POWER MOSFET三极管。使反激式变换器工作在电感电流不连续DCM的工作模式 。 利用该模式其输出电压Uo随负载电阻大小而变化的特性， 满足充电器的充电特性要求。从电路中可知，电路的负载电 阻RL实际上是被充电蓄电池的等效内阻，当电池电量放空 时，等效内阻RL很小，随着充电量增大，其等效内阻升高。 而电路输出电压Uo就是充电电压，其变化是随RL增大而 升高，这样充电电流就能随着RL增大而下降。所以用该单 端反激式变换器电路作成的充电器，其充电电压、电流有很 好的跟随性，满足自动充电的使用要求。UC3842 UC3842 的8脚输出5V基准电压，2脚为反相输入，也是电压负反馈环中误差放大器 的输入端，1脚为片中误差放大器的输出，R6、C7组成限制放大器自激震荡的相位 补偿电路 。 4脚为振荡电容C9、电阻R7输入端，5脚为接地端，3脚为过流保护端，6脚为调 宽单脉冲输出端，7脚为电源输入端。IC启动瞬间由R1供给启动电压，电路启动后 由NF产生电势经V6、C4、C5整流滤波后供给IC工作电压。磁芯材料铁氧体的生产厂家：美国的Ferroxcube-Philips、 Ceramic Magnetics Inc、Ferrite International；其他国 家如TDK等。铁氧体材料的电阻率很高，涡流损耗可忽略，仅为磁滞损耗； 选择磁芯材料的主要参考因素：磁芯损耗随频率和磁通密度 变化曲线。磁芯的磁通密度峰值受磁芯损耗和由磁芯损耗带 来的温升限制。 磁芯的形状主要考虑辐射磁场、散热及绕制是否方便等。反激开关电源主电路元器件参数设计1、变压器设计 计算变压器电压比：Us max? Uin max KT ? Uo当输出电流最大，输入直流电压为最小值时，开关占空比达最大。 设反激电路处于CCM，则KTUO D max ? KTUo ? Uin min变压器一次电流峰值2 IO I 1 max ? KT (1 ? D max)变压器一次电感D max(1 ? D max) KTUin max L1 ? 2 fsIoL1I 1 max 2 AeAw ? 2 B max kcJcIo根据AwAe在磁芯生产厂家提供的手册中查找磁芯 Kc:铁芯窗口填充系数，铁氧体材料为1 Jc:绕组导线电流密度，为(2-5)A/mm2 铜填充系数0.2-0.4L1I 1 max N1 ? B max Ae计算气隙N1 N2 ? KT??? 0 A eN 1L122、开关管的设计 计算开关管的峰值电流、平均值电流，所选取开关管的峰值电流、平均 电流要大于计算值。计算损耗（通态损耗和开关损耗），选取散热器的型号。正激、推挽、半桥、全桥主电路元器件参数（需要软启动，即占空比逐渐 增加）一、变压器设计1、电压比（最低输入电压和最大占空比下）Uin min D max KT ? UO max? ?U2、铁芯选取PT AeAw ? fs?BJckc3、绕组匝数SV N? ?BAeSV为这一绕组承受的最大伏秒积，对半桥、全桥、推挽各不同。4、绕组导体截面积I A? JC趋肤效应和邻近效应7.6 ?? 穿透深度（导线温度100度时） f0.5 ?10?3 m m密耳是导线直径或薄板厚度的单位，1mil=0.001英寸，直径为1mil的金属丝面积 为圆密耳1圆密耳= 2邻近效应――当高频电流在两导体中彼此反向流动或在一个往复导 体中流动时，电流会集中于导体邻近侧流动的一种特殊的物理现象。 5、变压器设计其他问题 励磁电感、漏感、绕组结构等、滤波电路的设计电感的设计 一、选定允许的电感电流最大纹波值（纹波系数：电感电流的交流 分量与直流分量的比值，一般可取0.3-0.5）。 计算电感值 二、计算电感磁芯(AWAe) 三、计算绕组匝数 四、计算气隙??? 0 AeN 2L漏感漏感：使功率开关关断时的电应力增大，影响功率器件工作的可靠性及引起 关断时电压尖峰。 带来EMI.减小漏感的措施： 选择铁心结构及绕组绕制时尽可能减少漏感 漏感与匝数平方成正比，所以应尽可能减少匝数。从绕组结构来说，增加绕 组高度，减少绕组厚度，特别是减少两绕组间绝缘厚度，可减小漏感。 也可在绕组方式方法上采取措施来减小漏感，关键是使原副边绕组尽可能紧 密耦合。常采用原副边分层交叉绕法，也就是原副边夹绕，此时漏感为不交 叉绕法的1/4。并绕。另外，漏感与铁心形状有关，罐形及环形铁心的漏感 较小。 变压器绕组还存在分布电容。分布电容当工作频率在几千赫到几十千赫范围 内影响不大，当工作频率更高时，就要考虑其影响。分布电容将引起电流尖 峰，增加了开关管的开通损耗，引起振铃震荡而增加射频干扰。 绕组的分布电容主要是层间及绕组间的分布电容。为减少分布电容，层间 （绕组间）应选用介电常数小的绝缘材料，适当增加绝缘材料厚度，减小绕 组层数或采用分段绕制。滤波电容的设计2 2?U xc ? ?I开关器件的设计 算得开关器件的峰值电流、平均电流，及开关损耗、通态损 耗。 PWM控制电路 电压模式控制：SG1525/SG2525/SG3525，适合双端电路的控制 峰值电流模式：UC1846/UC2846/UC3846 适合双端电路的控制 占空比45%-47.5% 寄生电感、寄生电容的影响：效率降低、电压尖峰、寄生振 荡、电磁干扰。单端反激开关电源变压器设计
开关型整流器模块与整流电源系统1、直流组合通信电源系统（一次电源或基础 电源） ，直流电压规格 48V 2、电力组合操作电源系统，直流电压规格 110V或220V 结构特点：以开关型整流模块作为系统基本 单元，利用开关型整流模块输出可并联运行 的特性，由N + 1备份配置，结合交流配电柜、 直流馈电柜及监控电路构成。整流电源系统，以开关整流器为基础，结合交 直流配电、智能化控制器并配有集中监控模块 的应用，使电源系统功能不断趋于完善，监测、 控制、显示清晰明了，并可以和中央监控系统 通信，实现远距离四遥（遥控、遥测、遥信、 遥调）和无人值守功能。
四遥功能1．遥信：将模块的保护信号（包括交流过/欠压、缺相，输出过/欠压， 模块过热等信号）和故障信号传递给监控模块。2．遥测：测量充电模块输出电压、电流，送模块表头显示，并上报监 控模块。 3．遥控：根据监控模块的命令控制充电模块的开/关机、均/浮充充电 模式转换，同时具备手动控制，并可屏蔽掉监控模块的控制，根据监控 模块的命令调节充电模块的输出电压。 4．遥调：根据监控模块的命令，在10%～100% 范围内调节充电模 块输出电流的限流点，同时具备手动调节，并可屏蔽掉监控模块的调节。 电源系统设计的指导方针是：集中监控、分布供电。电源监控系统采 用三级测量控制管理模式，最高一级为电源监控后台，它通过RS-232、 RS-485 、RS-422 通讯方式，与电源系统的监控模块连接，监控模块 构成第二级测控，第三级测控由各充电模块内的监控板、充馈电柜监控 单元等组成。ATX 开关电源 是off-line离(脱)线式PWM变换器式开关电源
问题：如何保证多路输出电压稳定度以及各路 之间输出电压间的相互影响（用交叉稳定度来 考核这个特性）技术问题？ 解决方案：采用带有高频变压器的DC/DC变换器， 利用变压器的多个次级绕组，达到能同时输出 多路电压目的。但是，由于实际PWM控制器只能 实现单目标闭环负反馈调节；因此，只能保证 主路（有闭环负反馈调节的输出路）有较高的 稳定度，而其它路（常称为副路）可以借助紧耦合的 高频变压器，实现对输入源电压变化的稳压 控制，这种方式称为半稳定调节（semiregulation）；若要提高副路的输出稳定度，就要用后置稳 压电路。后置稳压电路，对小电流的输出路， 可以采用简单的三端固定输出稳压集成电路， 如正固定电压输出的LM78**系列、负固定电 压输出的LM79**系列或正固定电压输出的 LM317等；对较大电流的输出路，可以采用DC/DC变换器 或高频磁放大器。为了改善各副路的电压稳定 度，常利用将各路输出的各分立储能滤波电感 器改为共用同一个磁芯的多绕组紧耦合电感器； 但这样也有高频噪声耦合带来的较严重干扰问 题。问题：如何提高多路输出变换器副路的稳定度？电路分成两大部分： 1、高压侧电路：从电源输入到开关隔离变压 器T1之前的电路(包括辅助电源的原边电路)， 电路和交流220V电压直接相连，触及会受到 电击危险； 2、安全低压侧电路：开关变压器T1以后的电 路，不和交流220V直接相连。 交流输入回路包括输入保护电路和抗EMI干扰 电路等。输入保护电路指交流输入回路中的过 流、过压保护及限流电路。ATX电源中的辅助电源本身也是一个完 整的开关电源。 ATX电源一上电，辅助电源+5VSB便开 始工作，输出两路电压，一路输出连接 到ATX主板的“电源监控部件”，作为 它的工作电压，使操作系统可以直接对 电源进行管理；通过此功能，实现远程 开机与完成电脑唤醒功能；另一路直接 为保护电路、控制电路等电路供电。ATX开关电源的主要部分DC/DC开关变换电 路ATX电源最主要的特点是：采用“＋5VSB、PS－ ON”的组合来实现电源的开启和关闭，只要控制 “PS－ON”信号电平的变化，就能控制电源的开启 和关闭。 电源中的PW-OK信号（在AT电源中及部分电源板上 称P.G信号）为微机开机自检启动信号。 作用：防止开机时各路输出电路时序不定，因CPU 或各部件未进入初始化状态而造成工作错误，以及 突然停电时，硬盘磁头来不及移至着陆区造成盘片 划伤，电源中均设置了PW-OK 信号 。ATX电源关机时（和AT电源不一样），其本 身并没有彻底断电，而是维持了一个比较微 弱的电流。同时它利用这一电流增加了一个 电源管理功能，称为待机（Stand-By）。PC电源不仅输出电压，还要与主板有信号联 系，两者在时间次序上有一定的关系（时 序）。 P.G信号由电源控制，代表电源是否准备好， PS_ON信号则由主板控制，表示是否要开机。电脑开关机的工作过程：1、电源在交流线通电后，输出一个电压+5VSB到主 板，主板上的少部分线路开始工作，并等待开机的操 作（待机状态）2、当按下主机开关时，主板就把PS_ON信号变成低， 电源接到低电平后开始启动，并产生所有的输出电压， 在所有输出电压正常建立后的0.1～0.5秒内，电源将 会把P.G信号变成高电平传回给主板，表示电源已经 准备好，然后主板开始启动和运行。3、正常关机时， 主板在完成所有关机操作后，把PS_ON信号恢复成高 电平，电源关闭所有输出电压和P.G信号，只保留 +5VSB输出，整个主机又恢复到待机状态。4、当非正常关机时，主板无法给出关机信号，此 时电源会探测到交流断电，并把P.G信号变为低电 平通知主板，主板立刻进行硬件的紧急复位，以保 护硬件不会受损。这种情况电源通知主板断电后， 至少还要保持1毫秒的正常输出电压，供主板进行复 位，否则有可能造成某些硬件的损坏。PWM电压控制型集成电路为TL494。它是双端电 流驱动型电路 。使用于驱动GTR器件。
高频软开关变换硬开关特性软开关特性软开通、软关断过程零电压开通、零电流关断移相控制全桥软开关DC/DC变换器
2.6 有源功率因数校正技术?有源功率因数校正的基本电路与控制技术类型； ?常用的单相Boost型CCM APFC电路分析。
APFC的必要条件一、能高频离散化处理输入电流脉冲 二、使输入电流强迫工作在正弦波包络线内 三、内部具有滤波、储能（低通）功能，使 波形重组。APFC的工作模式：CCM、DCM、CRMAPFC的控制方法电压型控制：适用于DCM模式电流型控制：平均电流控制、峰值电流控制、 滞环电流控制有源功率因数校正控制技术原理 有源功率因数校正技术主要采用一个变换器串 入整流滤波与变换器之间, 通过特殊的控制, 一方面 强迫输人电流跟随输人电压, 从而实现单位功率因数, 另一方面反馈输出电压使之稳定, 从而使变换器的输 人实现预稳。典型的单相有源PFC电路及主要原理波形功率因数校正技术PFC-单相BOOST PFC 峰值电流控制模式，可工作于CCM、CRM,电感电流的峰值包络线跟 踪整流输入电压波形。
峰值电流控制模式的特点： 电感电流峰值按工频变化，随着从0到峰值，占空比 由大变小，占空比可比0.5大或小，可能发生次谐波振 荡，要进行斜坡补偿；为在D更广范围工作，控制电 路复杂，电感电流的峰值包络线与高频状态空间平均 值间的偏差，影响功率因数峰值电流控制对噪声敏感，噪声影响电感电流变化率， 影响电感电流峰值CRM模式下,峰值电流控制模式diL L ?| um sin ?t | dt | um sin ?t | iL max ? DTs L--功率因数校正芯片L6561 峰值电流控制模式L6561，工作在CRM，主开关管零电流、零电压开 通ZCD：开关管关断期间，电感电流下降，ZCD通过 输入滤波电感的辅助绕组，检测其两端电压，当检 测信号电压下降接近到0 时（2.1V），认为电感电 流下降到0，检测比较器翻转，GD端输出高电平， 开关管实现零电压、零电流开通。平均电流控制模式，可工作在CCM式或DCM模式，电感电 流平均值跟踪整流输入电压波形
连续电流控制模式，平均电流控制模式，恒频PWM --功率因数校正芯片UC3854采样信号： 1、电压放大器的负输入端RSENSE，通过分压电阻采样变换器的输 出电压 2、VRMS，通过两级RC滤波，采样交流电压有效值 3、IAC采样交流整流输入电压波形信号，（通过外接电阻和内部 电路将电压信号转换为电流信号，即该引脚信号IAC与交流整流输 入电压的瞬时值成正比） 4、从MOUT、ISENSE引脚差动输入电感电流采样信号，实现平均电 流控制。5、PKLMT采样输入电流信号，实现过流保护电流采样可用采样电阻（分流器）采样，也可用电流互感器分别 采样开关管和二极管的电流，再合成为输入电流电流互感器不能检测直流，也不适合检测低频信号（频率低，体 积大），检测电感电流时，分别采样开关管和二极管的电流，再 合成电感电流Il=is+iVD功率因数补偿控制的专用芯片UC3854, 它的控制方式是平均电流控制方式,平均电流 控制原理是将电感电流信号与锯齿波信号相加, 当两信号之和超过基准电流时, 开关管 关断,当其和小于基准电流时, 开关管通。取样电流来自实际输人电流而不是开关电流脚1为接地端 脚2为峰值限制端, 接电流检测电阻的电压负端 脚3为电流放大器输出端 脚4为电流检测端, 内部接输人负端, 外部经电阻接电流检测电阻的电压正 端 脚5为乘法器输出端, 即电流检测另一端, 内部接乘法/除法器输出端和输人 正端, 外部经电阻接电流检测电阻的电压负端 脚6为输人电流端, 内部接乘法除法器输人。外部经电阻接整流输人电压的 正端。 脚7为电压放大器输出端, 内部接乘法除法器输人, 外部接反馈网络。 脚8为有效值电源电压端, 内部经过平方器接乘法/除法器输人, 起前馈作用, 其数值范围为一 脚9为基准电压端, 产生基准电压 脚10为起动端, 通过逻辑电路控制基准电压、振荡器、软起动,脚11为输出 电压检测端, 接电压放大器的输人负端,脚12为外接电阻端, 控制振荡器充 电 电流及限制乘法除法器最大输出.脚13为软起动端,脚14为外接电容端, 为振 荡器定时电容, 产生振荡频率为石 脚15为集成电路的供电电压端。 脚16为门极驱动端通过电阻接功率开关管门极。其工作原理如下：输出直流电压经分压网络取样传感到脚11, 输人到电压 放大器，该放大器的阀值电压为7.5V。为迫使AC输人电流跟随AC电压而变 化, 线路电流波形被取样后接到脚6。脚6的输人信号在乘法器中与电压放 大器的输出相乘（AB）即对电流控制回路产生一个参考信号。正比于整流 电压的电压信号施加到脚8, 并在IC内平方, 在乘法器中作为除数。横跨电 流传感电阻的电压接到脚4和脚5, 使线路电流紧紧跟踪电压变化。这些控 制输人通过乘法器及放大器去触发IC内的定频脉宽。 其升压控制电路主要一个UC3854专用集成PFC控制器及外围电路组成。 集成控制基本有三个环节构成, 单输出脉宽信号PWM栅极驱动器, 包括振 荡器、比较器和触发器差模电流环放大器, 即 UC3854的脚3、脚4和脚5以及一个电压环放大 器。振荡器的工作频率由C13和R17决定。 升压控制过程为三个输人信号VACB、VRMS、HVDCLOOP。经处理后, 分别得到A、B、C三个信号, 并送到片内模拟乘法器, 经运算后得到一个输 人电流参考信号IM与输人电流取样信号进行比较, 经差模误差放大, 再与 斜波信号进行比较, 最后经过触发器和驱动器, 在脚16输出一PWM信号。 PWM信号再经过驱动电路后送到升压开关管的控制端, 驱动开关管。升压控制的核心为一个三输入模拟乘法器, 其运算关系为IM=AB/C 式中输出IM即为输人电流的参考给定, 是一个电 流信号 A是一个反映输人电压波形的电流VACB 信号 B是高压直流反馈误差信号的放大输出HVDCLOOP C为输人电压有效值VRMS的平方, 在控制环中起前馈 作用。 在输人电压一定的情况下，即C一定, 输人电流的波形 取决于输人电压波形信号A, 而输人电流的幅值则取决 于高压直流的反馈信号的误差放大输出B。 输入电流的取样信号经二阶滤波后送到脚5和脚4, 与 参考电流信号即脚3的信号进行比较, 同时也送到脚2, 供输人峰值电流检测, 以保护开关管。
功率因数校正的滞环电流控制原理适合CCM模式缺点：开关频率对负载和输入电压敏感，开关频率变化 大，设计输出滤波器，按最低开关频率考虑，不能使得 体积、重量最小。
开关电源中采用有源PFC电路带来以下好处 ◆输入功率因数提高，输入谐波电流减小，降低了电源对电网的干扰， 满足了现行谐波限制标准。 ◆在输入相同有功功率的条件下，输入电流有效值明显减小，降低了 对线路、开关、连接件等电流容量的要求。 ◆由于有升压斩波电路，电源允许的输入电压范围扩大，能适应世界 各国不同的电网电压，极大的提高电源装置的可靠性和灵活性。 ◆由于升压斩波电路的稳压作用，整流电路输出电压波动显著减小， 使后级DC-DC变换电路的工作点保持稳定，有利于提高控制精度和效 率。 单相有源功率因数校正电路较为简单，仅有1个全控开关器件。该电路容 易实现，可靠性也较高，因此应用非常广泛；三相有源功率因数校正 电路结构和控制较复杂，成本也很高，三相功率因数校正技术的仍是 研究的热点。单级功率因数校正技术单级PFC变换器拓扑是将功率因数校正电路中的开 关元件与后级DC-DC变换器中的开关元件合并和 复用，将两部分电路合而为一。 单级变换器的优点 ◆开关器件数减少，主电路体积及成本可以降低。 ◆控制电路通常只有一个输出电压控制闭环，简 化了控制电路。 ◆有些单级变换器拓扑中部分输入能量可以直接 传递到输出侧，不经过两级变换，所以效率可能 高于两级变换器。单级功率因数校正技术典型的boost型单级PFC AC/DC变换器单级PFC变换器 ◆适合于小功率电源，以单相变换器为主，主要性能指标包括：效率、元 件数量、输入电流畸变率等，这些指标在很大程度上取决于电路的拓扑形式。 ◆工作原理 ?开关在一个开关周期中按照一定的占空比导通，开关导通时，输入电 源通过开关给升压电路中的L1储能，同时C1通过开关给反激变压器储能。 ?开关关断时，输入电源与L1一起给C1充电，反激变压器同时向副边电 路释放能量。 ?开关的占空比由输出电压调节器决定，在输入电压及负载一定的情况 下，C1两端电压在工作过程中基本保持不变，开关的占空比也基本保持不变； 输入功率中的100Hz波动由C1进行平滑滤波。单级功率因数校正技术单级PFC电路的特点 ◆单级PFC电路减少了主电路的开关器件数量， 使主电路体积及成本降低。同时控制电路通常只 有一个输出电压控制闭环，简化了控制电路 ◆单级PFC变换器减少了元件的数量，但是，单 级PFC变换器元件的额定值都比较高，所以单级 PFC变换器仅在小功率时整个装置的成本和体积 才具有优势，对于大功率场合，两级PFC变换器 比较适合。 ◆单级PFC变换器的输入电流畸变率明显高于两 级变换器，特别是仅采用输出电压控制闭环的 Boost型变换器。功率因数校正技术PFC-三相高频整流器 基于滞环控制的PWM高频整流器-基本工作原理PWM高频整流器控制系统基本功能框图
第三章3.1 概述逆变器装置恒压恒频电源 为重要负载提供高品质正弦电源，或在特殊场合 下为交流负载供电，其作用是：无论负载大小和作用 如何，均能向负载提供恒压恒频电源的高品质正弦电 源。感应加热等电源（高频逆变电源）分类 1、方波逆变器 2、稳压变压器型-采用铁磁谐振电路 3、准方波型（QSW型）-采用两方波逆变器叠加 4、阶梯波型（SW型）-采用若干方波叠加而成 5、脉宽调制型（PWM，逆变器中指SPWM) 6、脉宽阶梯混合波型（PWSW型）
逆变电路性能指标： 1、输出频率和幅度调节能力 2、输出谐波含量与分布 3、输入电流情况 4、直流电压利用率换流方式逆变电路的基本工作原理 换流方式分类逆变电路的基本工作原理以单相桥式逆变电路为例说明最基本的工 作原理S1~S4 是桥式电路的4个臂，由电力电子器件及辅 助电路组成。uoS1 Ud io 负载 S3 uo S 4 io t1 t2 tS2 a)b)逆变电路及其波形举例S1、S4闭合，S2、S3断开时，负载电压uo为正。 S1、S4断开，S2、S3闭合时，负载电压uo为负。逆变器保护功能包括:(1) 主电路、 控制电路欠压保护；(2)输出电流过电 流保护；(3)过电压保护；(4)电动机 或逆变器过载保护；(5)过热保护等。Um O -Um io O t3 t4 t1 t 2 t5 t6 V1 V2 V1 V2 VD 1 VD 2 VD 1 VD 2 b)oa)ttON方波逆变器 单相半桥逆变器特点：1、两串联分压大电容器，使输出为正负半波对称的交流电压2、S1、S2耐压为Ui 3、两路驱动信号不共地 4、输出可接变压器，使输出与输入隔离 输出电压基波分量有效值2Ui uo1rms ? ? 0.45Ui 2?
单相全桥方波逆变电路特点： 1、另一对桥臂取代半桥电路中两个大电容； 2、两对桥臂交替通断 3、开关管耐压为Ui4、Ui、R不变时，输出功率为半桥的4倍5、四个开关管有三个相互隔离的驱动电路，驱动电路 复杂输出电压基波分量有效值4Ui uo1rms ? ? 0.9Ui 2?
单相推挽逆变器 特点： 1、有中间抽头变压器 2、S1、S2耐压为2Ui 3、两路驱动信号共地，驱动电路简单 4、基波分量有效值N 2 4Ui N2 uo1rms ? ? 0.9 Ui N 1 2? N1三类逆变器，要改变输出电压，只能改变输入电压。
移相式方波逆变电路1、S1、S2；S3、S4控制信号互补 2、S3比S1；S4比S2相位滞后θ，相位前移180- θ4Ui ? ? uo1rms ? sin ? 0.9sin 2 2 2?改变θ，可改变输出电压特点：1、利用控制信号相位变化调压 2、输出谐波含量高方波逆变器特点： 1、受电压钳位作用，交流侧输出的方波电压与 负载性质无关；在电路、参数确定时，输出电压 形状、幅值不可调；交流侧输出电流的波形和相 位与负载有关； 调节输出电压的方法：一、调节直流母线电压 （相控整流或整流后加DC/DC变换器）；二、移 相调压（两套方波逆变器通过变压器进行输出移 相调节；移相调压全桥逆变电路） 2、输出电压谐波含量大 3、直流电压利用率高3.2正弦波输出逆变技术SPWM控制技术可以扩展到需要输出 正弦交流波形的任何变换器电路，如 双PWM绿色变流技术。它可以通过控制 技术用逆变方式调整交流波形的电压、 电流相位，以及进行波形重组，消除 谐波，改善功率因数，也用于有源无 功功率补偿技术。恒压恒频正弦波逆变器 一、常见单相逆变器拓扑 二、逆变器类型 三、直流偏磁问题四、单相逆变器实例五、三相恒压恒频正弦波逆变器一、常见单相逆变器拓扑比较的方面主要包括：控制方法、电压利用率、变压 器直流不平衡问题、成本）直流脉宽调制原理SPWMur ucu O uo Ud O -Uducuru?tuoO?tu of uouofuo Ud?tO -Ud?t单极性SPWM调制模式双极性SPWM调制模式两种SPWM调制模式 ，其各自的 特点是什么？阻感性负载下，半桥式逆变电路的工作模式： S1 On S2 off u0 1/2uiOffOffonoff-1/2uiio&0 ,uo=-1/2ui io&0,uo=1/2ui (不确定）对半桥逆变电路阻感负载下，因为输出只有两态，只能用双极 性控制，不能用单极性控制。全桥逆变电路在阻感负载下： S1、S4：on S2、S3 :off S2、S3：on S1、S4 :off S1、S3：on S2、 S4 :off S2、S4：on S1、 S3 :off S1、S3 S2 、S4 :off 2 -1/2ui 1/2ui -ui 状态 1 uAN 1/2ui uBN -1/2ui uo ui 双极性模式， 用1、2状态。 单极性，1、 2、3、4状 态。3 41/2ui - 1/2ui1/2ui -1/2ui0 05-1/2ui 1/2ui -ui 1/2ui -1/2ui ui （不确定）载波fc、调制波fr 幅度调制比Mv=urm/ucm载波比（频率调制比）Mf=fc/fr? 要改变输出电压的频率，可通过改变输入调 制波（参考波、信号波、基准波）的频率，即 改变Mf（载波不变时）；要改变输出电压的幅 度，可改变调制比Mv（Mv&=1）如：Mv=0.8，urm=10，则ucm=10/0.8=12.5Mf=1000, 则fr=50HZ,fc=50*1000=50KHZ同步调制、异步调制SPWM波的优化目标1、谐波含量少2、直流电压利用率高 3、开关次数少uucu rUu rVu rWO?tu UN' O u VN' O u UV?t?tO?tuur1ur3Ou r1 ur uc?tuO?tup ? ? min(urU1 , urV1 , urW1) ? 1u rU ? u rU1 ? u p ? ? u rV ? u rV1 ? u p ? u rW ? u rW 1 ? u p ? ?三相电压型逆变电路五个端子(+,-,U,V,W)，两个中心点（N,N’))180导电模式）第一个60度内，V1,V5，V6导通。UuN=1/3Ud
U UV ?U UV1 ?1 2?2??2?02 u UV d? t ? 0.816U dU UV1m6?U d ? 0.78U dU UV1m ?2 3U d?? 1.1U dU UN ?1 2??2?02 u UN d? t ? 0.471 d UU UN1 ?U UN1m 22U d? 0.45U dU UN1m ??? 0.637U d120度导电模式VSI和CSI电路特性对比VSI 输出波形 电压波形矩形波 CSI 电流波形矩形波电流波形滤波后为正弦波主电路特点 有源开关电压波形滤波后为正弦波有源开关 为逆阻型单向可控开关，有源开关接法 与续流二极管反并联构成双向开关但单向可控，为输出感性负载 提供续流反馈通道否则串联二极管电感电流方向不能突变电路特点：（1）不能为四象限变换器AC/DC为有源逆变，可构成四象限变换器负荷短路会引起跳闸输出短路会自动限流开关管耐压要求低一般调速及UPS开关管耐压高四象限工作的电机直流偏磁问题 直流偏磁：由于变压器中出现直流分量，使变压器磁芯的工作磁滞回 线中心偏离了坐标原点，正反向脉冲 磁过程中工作状态不对称，使 得变压器正负半周传输的能量不平衡，称为直流偏磁现象。 全桥变换电路中一般存在偏磁变压器的磁滞回线直流偏磁的危害造成变压器磁芯单向饱和，励磁电流急增，威胁器件的安全运行。 同时逆变器输出电压波形发生严重畸变。产生直流偏磁的原因1、控制系统的原因 控制系统的电源电压或元件参数引起三角载波或正弦调制波正、负 半周不对称，导致同一桥臂上、下两个开关管在基波周期内的有效导 通时间不等。 2、元件参数的分散性引起死区时间不一致。 3、主电路同一桥臂上、下两个开关器件的开通、关断时间不等，饱 和压降不同，缓冲电路参数有差异等。抗直流偏磁的措施一、增加变压器磁芯气隙，改变磁导率的线性度，增大抗偏磁 能力。 二、变压器设计时，最大磁密比较小。 三、限制最大脉冲宽度，在一个周期内尽量使正负脉冲宽度一 致，特别是在动态工作状况下。 四、检测通过开关管的电流，当此电流连续几个周波超过设定 值，则切断控制脉冲，使变压器有足够的时间去磁，然后再开 通控制脉冲。 五、使变压器原边串联隔直电容，提高变压器抗不平衡能力。六、严格挑选开关特性一致的功率 管用于全桥逆变电路。七、采用反馈进行直流补偿静态：控制电路和主电路参数不一致等系统固有的原因引起的不平衡。 严格挑选电路中的相关元件和功率开关管，注意驱动电路的一致性。动态：参数的温度漂移和负载的变化等随机原因引起。?静态补偿：在SPWM形成电路的正弦调制波输入端增设可调的电平偏移 电路，以抵消原系统固有的静态直流分量。运行时调整该偏置电平，使得 变压器原边电流对称。 调整方法：开始时调整逆变器输出为低压，以防止直流不平衡引起电路发 生故障；观察电流检测HL的输出，它是脉冲波形，它的包络线类似整流的 正弦波形，相邻的包络线反映了到变压器的正负电流，调整静态补偿电路 中的RP，使得HL输出的每个包络线幅值相等。在调整过程中，逐步增加输 出电压，使负载增加到额定值，使RP在一个合适的位置，系统在各种工况 下，正负电流包络线幅值基本相等。 ? 动态补偿：S1、S2为电子开关，电子开关的控制信号为高电平，则导通。RS1、RS2、 C组成滤波电路，在C上积累的电压大小和方向可反映两个电子开关在一个 调制周期内导通时间差异。C上电压通过跟随器输出直流电平参与调制 PWM波形。+a、-a对应正负输出驱动信号，在一个周波中+a的高电平时间比-a 的高电平时间长，输出电压有正直流分量，S1导通时间比S2短，C 上电压为负，电压跟随器输出相应的负电平，对调制波作负偏移， 可自适应抵消由控制系统等引起的直流分量。 RS1、RS2、正负电源值+UCC、-UCC严格相等。数字适时补偿电路 SPWM全桥逆变器中，输出变压器的原边电流为励磁电流与副边电 流折算到原边电流之和。 检测原边电流直流分量加以控制。 i1dc为提取的