逆变电路 - 中国百科网
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逆变电路inverted&circuit&&&将直流电能变换为交流电能的变换电路。在用电设备对电源质量和参数有特殊要求的场合，用于构成交流电源以代替公共电网。上，曾有过电动机-发电机组和离子器件构成的逆变电路。但由于它们的技术经济指标均不如用电力电子器件（如晶闸管等）组成的逆变电路，因而已经或正在被后者所取代。晶闸管组成的逆变电路多为桥式电路，其各臂由理想开关T1～T4组成。它们的开关状态由加于其控制极的电压信号决定。当桥中各臂以频率f（&由控制极电压信号重复频率决定）轮番通断时，输出电压即成交变方波。在电路中，控制信号频率可决定出端频率，改变直流电源的电压可改变输出基波的幅值，从而实现逆变的目的。&&&为满足不同用电设备对交流电源性能参数的不同要求，已开发出多种逆变电路，大致分类如下：①按输出电能去向，分输出电能不返回公共交流电网的有源逆变电路和输出电能直接输向用电设备的无源逆变电路。②按直流电源性质，分由电压型直流电源供电的电压型逆变电路和由电流型直流电源供电的电流型逆变电路。③按主电路的器件，分由具有自关断能力的全控型器件组成的全控型逆变电路和由无关断能力的半控型器件（如普通晶闸管）组成的半控型逆变电路。④按电流波形，分正弦逆变电路和非正弦逆变电路。前者开关器件中的电流为正弦波，其开关损耗小，宜工作于较高频率；后者开关器件电流为非正弦波，其开关损耗较大，工作频率较低。⑤按输出相数，分单相逆变电路和多相逆变电路。
作者：佚名&&来源：本站整理&
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Mail: Copyright by ；All rights reserved.一种高压直流到交流变换的换流器的制作方法
专利名称一种高压直流到交流变换的换流器的制作方法
技术领域本发明涉及一种半导体变流器的拓扑结构，尤其涉及一种应用于高压轻型直流输电(HVDC-Light)系统中，将高压直流电能转换为正弦交流电能的一种高压直流到交流变换的换流器的拓扑结构。
背景技术传统高压直流输电系统使用的直流到交流变换的换流器是基于晶闸管的电流源型换流器，其开关频率为工频，电流谐波频率低且含量高，需要大容量的滤波器来限制注入交流电网的电流谐波；而高压轻型直流输电技术，突出了全控型电力电子器件、电压源换流器和脉冲调制技术三大特点，相比于传统高压直流输电技术具有如下优点1、可以实现有功功率和无功功率的独立控制，无需额外的无功补偿；2、可以对无源交流系统进行供电；3、输出波形中的谐波处于I千赫兹以上且含量低，滤波器容易制作。 根据高压轻型直流输电技术的特点，在风力及分布式发电并网、交流系统的异步互联、城市配电网增容、孤岛及海上钻井平台供电等领域，获得了越来越多的应用。伴随着电力电子技术的快速发展以及大功率全控型器件性价比的不断提高，高压轻型直流输电正成为未来直流输电技术的发展方向，甚至在一定范围内取代传统高压直流输电。目前，高压轻型直流输电系统中，将高压直流电能转换为正弦交流电能的换流器的拓扑结构，主要是图I所示的两电平换流器，和图2所示的模块化多电平换流器，二者使用的功率开关器件都是绝缘栅双极晶体管IGBT，或其它场控器件。其中，图I所示的两电平换流器，存在如下不足1、输出为脉宽调制的两电平波形，有非常高的电压时间变化率dv/dt，需要使用滤波器才能还原出正弦波及抑制高的电压时间变化率；2、目前，高压轻型直流输电系统中IGBT的开关频率在I千赫兹至3千赫兹之间，且工作在硬开关的工作状态下。为将串联应用的每个IGBT的集射(集电极、发射极)两端电压限制在安全的范围内(通常为其耐压限值的70%以内)，每个IGBT两端并联有动静态均压吸收电路(按其功能来说，也称限压电路)。在千赫兹级的开关频率和硬开关的工作状态下，限压电路的设计和制作难度较大，功耗也较大。例如，在现有技术的两电平换流器中，换流阀中串联的IGBT在当前工频负载电流瞬时值的条件下实现截止到导通、和导通到截止的转换，其转换期间电流的周期平均值为IoX2 占A，其中Io为负载电流有效值，^为圆周率3. 14，在串联的IGBT开关不同步的时间(如I微秒)内，负载电流流进动静态均压吸收电路，并需要在一个开关周期内消耗掉该流入的能量，以防止电压累积上升。若动静态均压限制电压值Vc为1000伏，负载电流Io有效值为1000安，IGBT开关频率Fs为1500赫兹，IGBT开关不同步的时间Td为I微秒，则动静态均压吸收电路的周期平均损耗Pc = VcXIoX2 % 2 /τι XTdXFs =1350瓦。对于批量制造的产品，功率开关不同步出现的位置是随机的，所以每个IGBT两端并联的动静态均压吸收电路都要按此功耗来设计。
图2所示的模块化多电平换流器，需要采取措施将各个子模块SM中电容电压维持在相同定值，才能输出失真度低的波形和保证各个模块的安全，这极大地增加了控制电路的设计难度，是实际应用中的技术瓶颈(参见中国版图书ISBN978-7-，《基于电压源换流器的高压直流输电技术》第71页，中国电力出版社，2009年)。图I所示的两电平换流器和图2所示的模块化多电平换流器，在需要电气隔离，或者输入电压和输出电压之间不匹配(如输入100千伏直流、输出10千伏交流)的情况下，需要使用体积大的工频变压器，才能实现电平匹配和获得较好的器件工况。
本发明解决的技术问题是规避模块化多电平换流器中的控制电路设计难度大的问题，解决两电平换流器中IGBT在硬开关工作状态下动静态均压吸收电路的设计和制作难度大、同时功耗也较大的问题，采用成熟的技术，将多种成熟可靠的功能拓扑进行新的组合，形成新的换流器拓扑结构，实现将高压直流电能转换为正弦交流电能的功能，降低换流器的制作难度和提高可靠性。同时，本发明还克服现有技术中，在需要电气隔离、或者输入 电压和输出电压之间不匹配的情况下，需要使用体积大的工频变压器等技术问题。本发明采用的技术方案是，一种高压直流到交流变换的换流器，包括直流到直流变换(DC/DC)输入级和直流到交流变换(DC/AC)逆变级，其特征在于所述的DC/DC输入级由谐振型软开关变换器构成，该变换器中的高频变压器次级有独立的NX 3个绕组，各绕组的输出电压都经过整流和电容储能，共形成NX3个相互隔离的、等值的独立直流电源；所述的DC/AC逆变级由NX 3个功率单元构成，每个功率单元都由单相全桥式逆变器构成，其直流输入端各连接一个所述的独立直流电源，每N个功率单元的交流输出端依次串联构成换流器交流输出的一相，三相按照星型(也称Y型)方式连接构成三相交流输出。本发明的第一种进一步技术方案是所述DC/DC输入级的谐振型软开关变换器，是LC串联谐振型零电流开关半桥变换器(或全桥变换器)，包括2个换流阀连接成半桥，其输出端依次串联谐振电感、高频变压器初级、谐振电容连接到高压直流的负端(或另外2个换流阀连接成半桥的输出端)，所述的换流阀构成的半桥的高、低电压端分别连接高压直流的正、负端。每个换流阀都由多个功率开关器件串联组成，每个功率开关器件的两端并联有由RCD (电阻、电容、二极管)构成的限压电路，以及反并联二极管。换流阀的开关周期大于谐振周期的2倍。其中的RCD限压电路(包括后续提到的)和反并联二极管的连接关系，是一致的，所述的RCD限压电路由放电电阻R、能量暂存电容C和箝位二极管D组成，其中所述的放电电阻、能量暂存电容并联后，一端连接反并联二极管的阳极，另一端连接箝位二极管的阴极，所述箝位二极管的阳极连接反并联二极管的阴极。本发明的第二种进一步技术方案，所述DC/DC输入级的谐振型软开关变换器，是LLC串联谐振型零电压开关半桥变换器(或全桥变换器)，包括2个换流阀连接成的半桥，其输出端依次串联谐振电感、高频变压器初级绕组、谐振电容连接到高压直流的负端(或另外2个换流阀连接成半桥的输出端)，所述的换流阀构成的半桥的高、低电压端分别连接高压直流的正、负端，还包括高频变压器初级绕组等效的励磁电感。每个换流阀由多个功率开关器件串联组成，每个功率开关器件的两端并联有吸收电容、由RCD构成的限压电路，以及反并联二极管。换流阀的开关频率稍高于谐振频率，也即开关周期短于谐振周期。本发明的第三种进一步技术方案，所述DC/DC输入级的谐振型软开关变换器，是带谐振电容电压箝位的LLC串联谐振型零电压开关半桥变换器，包括2个换流阀连接成的半桥，其输出端依次串联谐振电感、高频变压器初级、谐振电容连接到高压直流的负端，所述的换流阀构成的半桥的高、低电压端分别连接高压直流的正、负端，还包括高频变压器初级等效的励磁电感，由高频变压器所用的铁芯所开气隙的长度来调节电感量到需要的大小，还包括对谐振电容电压进行箝位的2个箝位二极管阀，其中所述的箝位二极管阀中的一个和谐振电容并联，其阳极端连接高压直流的负端，另一个箝位二极管阀的阴极端连接高压直流的正端，其阳极端连接前一个箝位二极管阀的阴极；所述的每个箝位二极管阀都由多个二极管同向连接而成；所述的每个换流阀都由·多个功率开关器件同方向串联组成，每个功率开关器件的两端并联有吸收电容、由RCD构成的限压电路，以及反并联二极管。换流阀的开关频率约等于谐振频率。本发明的进一步技术方案是所述DC/DC输入级的谐振型软开关变换器，其中的谐振电感是由可饱和电感、常规(不饱和)电感串联构成。本发明的进一步技术方案是所述换流阀中的功率开关器件是绝缘栅双极晶体管IGBT,或者是功率场效应管POWER MOSFET等，或门极可关断晶闸管GT0，或集成门极换流晶闸管IGCT，或巨型晶体管GTR。本发明提供的高压直流到交流变换的换流器由DC/DC输入级、DC/AC逆变级串接构成，其技术效果是DC/DC输入级中换流阀工作在软开关即零电压或零电流条件下，换流阀中功率开关器件的动静态均压容易实现，功耗较低；DC/DC输入级中包含高频变压器，实现电气隔离和电平转换，不需要额外的工频变压器。DC/AC逆变级输出采用功率单元串联架构，可采用成熟的载波移相调制或载波层叠调制等控制技术，实现容易；DC/AC逆变级是多电平输出，电压变化率低，输出波形好，滤波器容量小，部分场合(如电机驱动)不用滤波就可使用。
图I为现有技术之一的两电平换流器的拓扑结构
图2为现有技术之二的模块化多电平换流器的拓扑结构
图3(A)是本发明实施例的一种高压直流到交流变换的换流器结构
图3(B)是图3㈧中换流阀HLF、功率单元PU的内部典型结构
图4为图3所述的一种高压直流到交流变换的换流器中DC/DC输入级实施例之一的一种LC串联谐振型零电流开关半桥变换器；
图5为图4中主要电量的波形
图6为图3所述的一种高压直流到交流变换的换流器中DC/DC输入级实施例之二的一种LLC串联谐振型零电压开关半桥变换器；
图7为图6中主要电量的波形
图8为图3所述的一种高压直流到交流变换的换流器中DC/DC输入级实施例之三的一种带谐振电容电压箝位的LLC串联谐振型零电压开关半桥变换器；
图9为图4的一种LC串联谐振型零电流开关半桥变换器中，谐振电感Lr是由可饱和电感、常规(不饱和)电感串联构成时的主要电量的波形图。
具体实施例方式下面结合具体实施例，对本发明技术方案作进一步说明。
(一)本发明实施例的一种高压直流到交流变换的换流器。如图3所示，本发明的实施例，一种高压直流到交流变换的换流器，包括直流到直流变换(DC/DC)输入级和直流到交流变换(DC/AC)逆变级，其中DC/DC输入级由谐振型软开关变换器构成，该变换器中的高频变压器BYQ-Tl次级有独立的NX 3个绕组，各绕组的输出电压都经过整流和电容储能，共形成NX3个相互隔离的、等值的独立直流电源(编号从DCA1、DCA2、…、到 DCAn,从 DCB1、DCB2、…、到 DCBn,从 DCC1、DCC2、…、到 DCCn,总共 NX 3个)；其中，DC/AC逆变级由NX 3个功率单元PU构成，每个功率单元PU都由单相全桥式逆变器构成，其直流输入端各连接一个所述的独立直流电源，每N个功率单元的交流输出端依次串联构成换流器交流输出的一相，三相按照星型(也称Y型)方式连接构成三相交流输 出UA、UB、UC，其中独立直流电源DCA1、DCA2、…、到DCAn，供电给UA相的功率单元，独立直流电源DCBI、DCB2、…、到DCBn，供电给UB相的功率单元，独立直流电源DCCl、DCC2、…、到DCCn，供电给UC相的功率单元。上述的高压直流到交流变换的换流器中，DC/AC逆变级采用的是成熟的功率单元串联拓扑架构。每个功率单元都由单相全桥式逆变器构成，内部使用的功率开关器件不串联，不存在与器件串联关联的技术难题；同时，每个功率单元采用等值的、隔离的独立电源供电，单元电压天然保证，不需要逆变控制上面采取特别措施，逆变控制可采用成熟的载波移相调制或载波层叠调制等脉宽调制技术，实现简单、容易；DC/AC逆变级是多电平输出，输出电压变化率低，波形接近正弦波，简单滤波就能获得低失真度的正弦波形，部分场合甚至不用滤波就可使用，如电机驱动。由于使用的是成熟的技术，这里不再赘述DC/AC逆变级的工作原理。所述的高压直流到交流变换的换流器中，DC/DC输入级中包含高频变压器，可以实现电气隔离和电平转换，不需要额外的工频变压器。所述的高压直流到交流变换的换流器中，DC/DC输入级采用的是谐振软开关拓扑架构，在低压开关电源中也是普遍采用的，但是在低压开关电源中换流阀由单个功率开关器件构成，现在用于高压轻型直流输电场合，换流阀是由多个功率开关器件串联组成，其动静态均压如何保证，需要特别关注。下面先简单描述一下功率开关器件串联应用的核心技术难题，也即均压问题，包括静态均压、动态均压。均压是通过在每个功率开关器件两端并联限压电路(或称动静态均压吸收电路)来实现的，目的是确保每个功率开关器件的两端电压在安全限值内，比如在其耐压限值的70%以内，此安全限值也称为均压目标值。静态是指串联的全部功率开关器件处于稳态的导通和截止状态。处于稳态的导通状态时，器件两端电压在数伏之内，不存在过压的危险。处于稳态的截止状态时，串联的功率开关器件中器件漏电流小的承受较高的电压，因为漏电流小意味着等效电阻高，串联支路中高电阻器件两端将承受较高的电压。由于一般功率开关器件的截止时漏电流很小，在毫安级，只要毫安级漏电流在限压电路(和对应的功率开关器件并联)中的放电电阻上形成的压降不超过功率开关器件的安全限值，就实现了截止状态时的均压，附加的功耗在瓦级，设计和实现都没有难度。后续说明将不再赘述静态均压问题。动态是指功率开关器件发生状态转换的短暂过程，包括由导通转变为截止的过程、由截止转变为导通的过程。由于功率开关器件和其控制电路的参数具有离散性，还包括温度敏感性和时变性，功率开关器件的开通过程、关断过程的时间长短可能不一致，会造成开通过程较长、关断过程较短的功率开关器件承受“相对较高的电压”。限压电路的任务是限制前述“相对较高的电压”的幅度，确保每个功率开关器件的两端电压在安全限值内。值得特别指出的是，本发明中的换流阀在软开关即零电压或零电流条件下转换开关状态，换流阀中功率开关器件的动静态均压容易实现，而且功耗较低。具体理由在后续的实施例中详细说明。
(二)一种高压直流到交流变换的换流器中的DC/DC输入级实施例之一的一种LC串 联谐振型零电流开关半桥变换器。 如图4所示，图3所述的一种高压直流到交流变换的换流器中的DC/DC输入级的谐振型软开关变换器，是一种LC串联谐振型零电流开关半桥变换器，包括2个换流阀(HLF-K HLF-2)连接成的半桥，其输出端01依次串联谐振电感Lr、高频变压器BYQ-Tl初级、谐振电容Cr连接到高压直流的负端DC-，所述的换流阀构成的半桥的高、低电压端分别连接高压直流的正、负端。每个换流阀分别由多个功率开关器件Q1、Q2、…、Qn串联组成，每个功率开关器件两端并联有限压电路，以及反并联二极管。为叙述的方便，以功率开关器件Ql为例说明和限压电路、反并联二极管等的连接方式，其余以此类推。例如，所述的功率开关器件Ql的高电压端(如绝缘栅双极晶体管IGBT的集电极C等)、低电压端(如绝缘栅双极晶体管IGBT的发射极E等)分别连接反并联二极管Dll的阴极、阳极；所述限压电路中的放电电阻R1、能量暂存电容Cl并联后，一端连接反并联二极管Dll的阳极，另一端连接箝位二极管Dl的阴极，箝位二极管Dl的阳极连接反并联二极管Dll的阴极。下面结合波形图说明换流阀中的功率开关器件的动态均压的实现。图5为图4中主要电量的波形图，和低压LC串联谐振型零电流开关半桥变换器的典型波形一致(参见中国版图书ISBN7-03-，《直流开关电源的软开关技术》第69页，科学出版社，2000年)。如图5所示，其中QD1、QD2分别是换流阀HLF-1、换流阀HLF-2的控制信号，高电平表示换流阀受控导通，低电平表示换流阀受控截止；V01是输出点01相对于高压直流负DC-的电压，Vin是高压直流正负之间(DC+、DC-之间)的电压，谐振电流iLr是谐振电感Lr的电流，箝位电流iDl是流入限压电路的电流。谐振周期Tr由谐振电感Lr、谐振电容Cr确定,长度为t4_t0,换流阀的开关周期超过谐振周期Tr的2倍，实现零电流开关控制。为叙述的方便，假定换流阀HLF-I中开通过程较长、关断过程较短的功率开关器件都是Ql。对于其它情形，可以对照理解，结论是相同的。I. t0—tl 时间段
如图5所示，在时刻t0，换流阀HLF-I在控制信号QDl的作用下导通，高压直流电源Vin通过换流阀HLF-I、谐振电感Lr、高频变压器BYQ-TI的初级、谐振电容Cr，形成电流通路，产生谐振电流iLr，大小自O开始按照正弦规律上升。功率开关器件Ql开通过程较长，直到tl时刻才进入完全导通状态。在t0 — tl时间段，功率开关器件Ql未导通，谐振电流iLr将进入电压限制电路，其波形如图5中箝位电流iDl所示，流过 箝位二极管Dl、能量暂存电容Cl，导致电容Cl两端电压上升，可选择电容Cl的合适容值，使上升到的最大值仍然低于功率开关器件Ql的安全限值。此段时间内，功率开关器件Ql两端电压约为电容Cl两端电压(仅相差一个箝位二极管Dl的正向导通电压，2V以内)。在一个开关周期的剩余时间内，能量暂存电容Cl通过放电电阻Rl放电。为防止电容Cl电压的逐步累积，合理选择电阻Rl的数值，使电容Cl电压能恢复到功率开关器件Ql开通前的数值。由于本发明中功率开关器件Ql导通时的电流值比较小，需要暂存与消耗的能量也较小，有效降低了电压限制电路的设计难度，实现容易。具体效果在工作过程描述完后详细说明。2. tl—t2 时间段
如图5所示，tl—12时间段内，高压直流电源Vin通过换流阀HLF-1、谐振电感Lr、高频变压器BYQ-Tl的初级、谐振电容Cr，继续谐振，到t2时刻，达到谐振半周期，谐振电流iLr幅值为O。3. t2—13 时间段
如图5所示，过了谐振半周期即t2时刻以后，高压直流电源Vin通过换流阀HLF-1、谐振电感Lr、高频变压器BYQ-Tl的初级、谐振电容Cr,继续谐振,谐振电流iLr发生方向改变，按正弦规律反方向增大，到t3时刻换流阀HLF-I中各功率开关器件反并联的二极管导通，此时关断功率开关器件是零电流、零电压关断，不产生关断损耗，延迟期间的电流值、电压值都近似为0，没有电流进入电压限制电路，不对其提出附加要求。也没有动态均压的问题。3. t3—14 时间段
如图5所示，谐振电流iLr继续保持负方向，直到t4时刻谐振周期结束，谐振电流iLr归于O。4. t4—15 时间段
如图5所示，换流阀中功率开关器件都处于截止状态，相当于前述的静态，相关问题已经表述，不再重复。到t5时刻，导通的换流阀变更为HLF-2，与前述的换流阀为HLF-I时的情况一致，可以对照理解。下面采用和现有技术之一的两电平换流器同等功率输出、同等器件离散性等条件，来估算本实施例中电压限制电路的损耗。在现有技术中，Vin是高压直流正负之间的电压，也是每相输出正弦电压的峰峰值，每相输出电压有效值Vo =Vin/2 -J2，负载电流有效值为Io，按照功率因数为I来计算三相最大总输出功率Po = 3X VoX Ιο。本实施例中，半桥变换器的输出功率约为Vin/2XIav，其中Iav为谐振电流iLr的绝对值在t5-t0之间的平均值，按功率对等的关系3XVoXIo = Vin/2XIav，得到Iav =3 X Io/ 占。若设定换流阀的开关周期是谐振周期的2. 2倍，时间段t5_t0为开关半周期，应为谐振周期t4-t0的I. I倍，是谐振半周期t2-t0的2. 2倍，即(t5-t0) = 2. 2X (t2_t0)。如图5所示，考虑到谐振前半周期(见图5中t0_t2区间)的谐振电流iLr较大且占据比较大的分量，流入电压限制电路的电流iDl和tO-tl时间段的谐振电流iLr的一致，所以按最不利的情况来分析一即假定谐振周期的后半周期iLr为0，所有输出功率在谐振的前半周期传递，也就是谐振电流iLr近似为半波正弦波，其半波时间长度为t2-t0，在t2-t0之间的平均值和t5-t0之间的平均值Iav —致。可见，最不利的情况下，谐振电流iLr的峰值Ip满足以下关系ΙρΧ2/ π X (t2_t0) = IavX (t5_t0),求解得到Ip =
IavX 3i /2X (t5-t0)/ (t2_t0) = 3XIo/ X π /2X2. 2 = 7.3X Io。箝位电流 iDl 在 tl_tO 之间的均值 iDlav 约等于 O. 5X IpX sin (2X η X (tl_tO) / (t4_t0))。若换流阀的开关频率Fs为1500赫兹，开关周期是667微秒，谐振周期为667/2. 2=303微秒。若动静态均压目标值Vc为1000伏，现有技术拓扑中三相负载电流Io为1000安，IGBT开关不同步的时间Td为I微秒，则电压限制电路的周期平均损耗Pc =VcXiDlavXTdXFs =X7. 3X1000Xsin (2X3. 14X 1/303)X 1/00=114瓦。相比于现有技术中的1350瓦，其下降的幅度明显，损耗不及原值的1/10。可见，本发明的一种高压直流到交流变换的换流器中的DC/DC输入级实施例之一的一种LC串联谐振型零电流开关半桥变换器，功率开关器件Ql由截止到导通的转换延迟期间的电流值比较小，电压限制电路需要暂存与消耗的能量也较小，有效降低了设计难度，实现也容易；功率开关器件Ql由导通到截止的转换是零电流、零电压关断，没有电流进入电压限制电路，不对其提出附加要求。也没有动态均压的问题。
(三)一种高压直流到交流变换的换流器中DC/DC输入级实施例之二的一种LLC串联谐振型零电压开关半桥变换器。如图6所示，图3所述的一种高压直流到交流变换的换流器中的DC/DC输入级的谐振型软开关变换器，是一种LLC串联谐振型零电压开关半桥变换器，包括2个换流阀(HLF-l、HLF-2)连接成的半桥，其输出端01依次串联谐振电感Lr、高频变压器BYQ-Tl的初级、谐振电容Cr连接到高压直流的负端DC-，所述的换流阀构成的半桥的高、低电压端分别连接高压直流的正、负端，还包括高频变压器初级的等效励磁电感Lp。每个换流阀分别由多个功率开关器件Q1、Q2、…、Qn串联组成，每个功率开关器件两端并联有吸收电容，以及反并联二极管、限压电路。为叙述的方便，以功率开关器件Ql为例说明和限压电路、反并联二极管、吸收电容等的连接方式，其余以此类推。例如，前述的功率开关器件Ql的高电压端(如绝缘栅双极晶体管IGBT的集电极C)、低电压端(如绝缘栅双极晶体管IGBT的发射极E)分别连接反并联二极管Dll的阴极、阳极；所述限压电路中的放电电阻R1、能量暂存电容Cl并联后，一端连接反并联二极管Dll的阳极，另一端连接箝位二极管Dl的阴极，箝位二极管Dl的阳极连接反并联二极管Dll的阴极。所述吸收电容Cll并接在功率开关器件Ql的高、低电压端之间。下面结合波形图说明换流阀中的功率开关器件的动态均压的实现。
图7为图6中主要电量的波形图，和低压LLC串联谐振型零电压开关半桥变换器的典型波形图一致(参见中国版图书ISBN7-03-，《直流开关电源的软开关技术》第74页，科学出版社，2000年)。如图7所示，其中QD1、QD2分别是换流阀HLF-1、换流阀HLF-2的控制信号，高电平表示换流阀受控导通，低电平表示换流阀受控截止；V01是输出点01相对于高压直流负DC-的电压，Vin是高压直流正负之间(DC+、DC-之间)的电压，谐振iLr是谐振电感Lr的电流，箝位电流iDl是进入限压电路和吸收电容的总电流。谐振周期Tr由谐振电感Lr、谐振电容Cr确定,谐振半周期长度为t4_t0,换流阀的开关周期稍短于谐振周期Tr，实现零电压开关控制。为叙述的方便，假定换流阀HLF-I中开通过程较长、关断过程较短的功率开关器件都是Ql。对于其它情形，可以对照理解，结论是相同的。
I. t0—tl 时间段
如图7所示，在时刻t0，换流阀HLF-I在控制信号QDl的作用下导通，高压直流电源Vin通过换流阀HLF-I、谐振电感Lr、高频变压器BYQ-TI的初级、谐振电容Cr，形成电流通路，产生谐振电流iLr，大小自O开始按照正弦规律上升。所有的功率开关器件，包括Ql都处于导通期间，吸收电容Cll两端电压基本上为O。在整个开关工作周期中，构成换流阀HLF-I的功率开关器件是在零电流、零电压条件下，完成从截止到导通的状态转换的，没有箝位电流流入限压电路，对限压电路的工作没有附加影响。这种情形在说明换流阀HLF-2从截止到导通的状态转换时详细说明，因为2个换流阀的工作情形一致。到时刻tl，谐振已经接近1/2周期，谐振电流iLr的值为较小的正值，而且是处于向零逼近的过程中。2. tl—12 时间段
如图7所示，在tl时刻，换流阀HLF-I在控制信号QDl的作用下由导通转换为关断，过程中功率器件陆续关断，直到t2时刻全部关断。据假设，功率开关器件Ql先行关断，谐振电流iLr流入吸收电容和限压电路并联的网络，波形如箝位电流iDl所示。功率开关器件Ql刚关断，谐振电流iLr先流向吸收电容Cl I，导致其两端电压上升，若吸收电容Cl I两端电压上升到超过能量暂存电容Cl上的电压后，大部分的谐振电流iLr将流入能量暂存电容Cl中，因为电容Cl的取值远大于吸收电容C11，进一步限制电压的上升速度。选择合适的吸收电容CU、能量暂存电容Cl的容值，使得tl-t2时间段，吸收电容Cll两端电压上升到的最大值仍然低于功率开关器件Ql的安全限值。在一个开关周期的剩余时间内，即tl-t2时间段以外的时间，能量暂存电容Cl通过放电电阻Rl放电。为防止电容Cl电压的逐步累积，合理选择电阻Rl的数值，使电容Cl电压能恢复到功率开关器件Ql关断前的数值。由于本发明中功率开关器件Ql关断时的电流值比较小，需要暂存与消耗的能量也较小，有效降低了电压限制电路的设计难度，实现容易。具体计算过程和第(二)节相仿，不再重述。此时间段，谐振电流iLr将抽走换流阀HLF-2中功率开关器件两端并联的吸收电容的存储电荷，直至其为零。到时刻t2，换流阀HLF-I已经完全关断。 3. t2—13 时间段
如图7所示，谐振电流iLr维持正方向不变，换流阀HLF-2中的反并联二极管导通续流。换流阀HLF-2中功率开关器件两端电压近似为O。4. t3—14 时间段
到t3时刻，换流阀HLF-2在驱动信号QD2的作用下开通，由于换流阀HLF-2中功率开关器件是在零电压、零电流条件下导通，不存在动态均压的问题。到t4时刻，进入另外半个开关周期，情形和t0时刻相仿，不再重述。可见，本发明的一种高压直流到交流变换的换流器中的DC/DC输入级实施例之一的一种LLC串联谐振型零电流开关半桥变换器，功率开关器件Ql由导通到截止的转换延迟
期间的电流值比较小，电压限制电路需要暂存与消耗的能量也较小，有效降低了设计难度，实现也容易；功率开关器件Ql由截止到导通的转换是零电压、零电流条件下开通，不产生附加损耗，不对电压限制电路提出附加要求。
(四)一种高压直流到交流变换的换流器中DC/DC输入级实施例之三的一种带谐振电容电压箝位的LLC串联谐振型零电压开关半桥变换器。如图8所示，图3所述的DC/DC输入级的谐振型软开关变换器，是一种带谐振电容电压箝位的LLC串联谐振型零电压开关半桥变换器，包括2个换流阀(HLF-l、HLF-2)连接成的半桥，其输出端01依次串联谐振电感Lr、高频变压器BYQ-Tl的初级、谐振电容Cr连接到高压直流的负端DC-，所述的换流阀构成的半桥的高、低电压端分别连接高压直流的正、负端，还包括高频变压器的初级等效励磁电感Lp，第一箝位二极管阀D21和第二箝位二极管阀D22，所述第一箝位二极管阀D21和谐振电容Cr并联，阳极连接高压直流的负端DC-，所述的第二箝位二极管阀D22的阴极连接高压直流的正端DC+，其阳极连接第一箝位二极管阀D21的阴极。所述第一、第二箝位二极管阀都由多个二极管同向串联而成。每个换流阀的内部构成、工作过程和上一节(三)中描述的一致，不再重复。
(五)类似前述的第(二)节描述的LC串联谐振型零电流开关半桥变换器，也可以是全桥变换器，包括2个换流阀连接成的半桥，其输出端依次串联谐振电感、高频变压器初级、谐振电容连接到另外2个换流阀连接成的半桥的输出端，所述的换流阀构成的半桥的高、低电压端分别连接高压直流的正、负端。每个换流阀的内部构成、工作过程和第(二)节中描述的一致。类似前述的第(三)节描述的LLC串联谐振型零电压开关半桥变换器，也可以是全桥变换器，包括2个换流阀连接成的半桥，其输出端依次串联谐振电感、高频变压器初级、谐振电容连接到连接到另外2个换流阀连接成的半桥的输出端，所述的换流阀构成的半桥的高、低电压端分别连接高压直流的正、负端，还包括高频变压器初级等效的励磁电感，由高频变压器所用的铁芯所开气隙的长度来调节电感量到需要的大小。每个换流阀的内部构成、工作过程和第(三)节中描述的一致。
(六)在前述章节(二)至(五)节中描述的DC/DC输入级的谐振型软开关变换器中，其中的谐振电感是由可饱和电感Lrl、不饱和电感Lr2串联而成。如图9所示，为图4的一种LC串联谐振型零电流开关半桥变换器中，谐振电感Lr是可饱和电感、不饱和电感串联构成时的主要电量的波形图。
图9中各符号的含义和图5中的一致，区别在于新增加的时间点tsl、ts2分别是可饱和电感Lrl在正向电流下进入、退出饱和状态的时间点，电流为负向时对应时间点没有标注，因为该段时间不对(与Ql并联的)限压电路产生电流注入，不增加其功耗。对比图9和图5中的谐振电流iLr、箝位电流iDl的波形图，可以发现图9中的箝位电流iDl的幅度要明显减小，主要原因是在O电流附近，即时间t0至tsl之间，谐振电感(可饱和电感Lr I、不饱和电感Lr2串联而成)的电感量为Lrl+ Lr2，是Lr2的数倍，其通过的谐振电流iLr的上升速度也下降数倍(相对于谐振电感仅仅为不饱和电感Lr2时)，因为在t0至tsl这样的短时间内，谐振电容Cr两端电压变化很小，作用在谐振电感两端的电压基本不变，所以谐振电流iLr的变化速度与谐振电感的电感量成反比；直到时刻tsl，可饱和电感Lrl进入饱和状态；时刻tsl之后谐振电感量仅为Lr2，谐振电流iLr的上升速度与图5中的一致，后续情况与上述章节(二)所描述的基本一致，不再赘述。 可见，谐振电感是可由饱和电感Lrl、不饱和电感Lr2串联而成的做法，可以进一步减小谐振电流在O附近的变化速度，减少流入并联在功率开关器件两端的限压电路的能量，降低限压电路的能量损耗。
(七)在前述章节(二)至(六)节中描述的DC/DC输入级的谐振型软开关变换器中，其中所述换流阀中的功率开关器件是绝缘栅双极晶体管IGBT，或者是大功率场效应管POWER MOSFET等，或门极可关断晶闸管GT0，或集成门极换流晶闸管IGCT，巨型晶体管GTR。这些可选的器件都是全控型器件，开关速度较可控硅快，符合本发明对器件的基本要求全控和快速。以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。
1.一种高压直流到交流变换的换流器，其特征在于包括直流到直流变换(DC/DC)输入级和直流到交流变换(DC/AC)逆变级，其中DC/DC输入级由谐振型软开关变换器构成，该变换器中的高频变压器次级有独立的NX3个绕组，各绕组的输出电压都经过整流和电容储能，共形成NX3个相互隔离的、等值的独立直流电源；其中DC/AC逆变级包括NX3个功率单元，每个功率单元都由单相全桥式逆变器构成，其直流输入端各连接一个所述的独立直流电源，每N个功率单元的交流输出端依次串联构成换流器交流输出的一相，三相按照星型(也称Y型)方式连接构成三相交流输出。
2.根据权利要求I所述的一种高压直流到交流变换的换流器，其特征在于，所述DC/DC输入级的谐振型软开关变换器，是LC串联谐振型零电流开关半桥变换器，包括2个换流阀连接成的半桥，其输出端依次串联谐振电感、高频变压器初级、谐振电容连接到高压直流的负端，所述的换流阀连接成的半桥的高、低电压端分别连接高压直流的正、负端；所述的每个换流阀都包括同方向串联的多个功率开关器件，以及在每个功率开关器件两端并联的限压电路、反并联二极管；所述功率开关器件的高电压端(如绝缘栅双极晶体管IGBT的集电极C)、低电压端(如绝缘栅双极晶体管IGBT的发射极E)分别连接反并联二极管的阴极、阳极，所述的限压电路由放电电阻、能量暂存电容和箝位二极管组成，其中所述的放电电阻、能量暂存电容并联后，一端连接反并联二极管的阳极，另一端连接箝位二极管的阴极，所述箝位二极管的阳极连接反并联二极管的阴极；换流阀的开关周期大于谐振电感、谐振电容决定的谐振周期的2倍，实现换流阀零电流开关。
3.根据权利要求I所述的一种高压直流到交流变换的换流器，其特征在于，所述DC/DC输入级的谐振型软开关变换器，是LLC串联谐振型零电压开关半桥变换器，包括2个换流阀连接成的半桥，其输出端依次串联谐振电感、高频变压器初级、谐振电容连接到高压直流的负端，所述的换流阀构成的半桥的高、低电压端分别连接高压直流的正、负端，还包括高频变压器初级等效的励磁电感，由高频变压器铁芯所开气隙的长度来调节电感量到需要的大小；所述的每个换流阀都包括同方向串联的多个功率开关器件，以及在每个功率开关器件两端并联的吸收电容、反并联二极管和限压电路；所述功率开关器件的高电压端(如绝缘栅双极晶体管IGBT的集电极C)、低电压端(如绝缘栅双极晶体管IGBT的发射极E)分别连接反并联二极管的阴极、阳极，所述的限压电路由放电电阻、能量暂存电容和箝位二极管组成，其中所述的放电电阻、能量暂存电容并联后，一端连接反并联二极管的阳极，另一端连接箝位二极管的阴极，所述箝位二极管的阳极连接反并联二极管的阴极；换流阀的开关周期稍短于谐振电感、谐振电容决定的谐振周期，实现换流阀零电压开关。
4.根据权利要求I所述的一种高压直流到交流变换的换流器，其特征在于，所述DC/DC输入级的谐振型软开关变换器，是带谐振电容电压箝位的LLC串联谐振型零电压开关半桥变换器，包括2个换流阀连接成的半桥，其输出端依次串联谐振电感、高频变压器初级、谐振电容连接到高压直流的负端，所述的换流阀构成的半桥的高、低电压端分别连接高压直流的正、负端，还包括高频变压器初级等效的励磁电感，由高频变压器铁芯所开气隙的长度来调节电感量到需要的大小，还包括对谐振电容电压进行箝位的第一、第二箝位二极管阀，其中所述的第一箝位二极管阀和谐振电容并联，其阳极连接高压直流的负端，第二箝位二极管阀的阴极、阳极分别连接高压直流的正端、第一箝位二极管阀的阴极；所述的每个二极管阀都由多个二极管同向连接而成；所述的每个换流阀都包括同方向串联的多个功率开关器件，以及在每个功率开关器件两端并联的吸收电容、反并联二极管和限压电路；所述功率开关器件的高电压端(如绝缘栅双极晶体管IGBT的集电极C)、低电压端(如绝缘栅双极晶体管IGBT的发射极E)分别连接反并联二极管的阴极、阳极，所述的限压电路由放电电阻、能量暂存电容和箝位二极管组成，其中所述的放电电阻、能量暂存电容并联后，一端连接反并联二极管的阳极，另一端连接箝位二极管的阴极，所述箝位二极管的阳极连接反并联二极管的阴极；换流阀的开关周期约等于谐振电感、谐振电容决定的谐振周期，实现换流阀零电压开关。
5.根据权利要求I所述的一种高压直流到交流变换的换流器，其特征在于，所述DC/DC输入级的谐振型软开关变换器，是LC串联谐振型零电流开关全桥变换器，包括2个换流阀连接成的半桥，其输出端依次串联谐振电感、高频变压器初级、谐振电容连接到另外2个换流阀连接成的半桥的输出端，所述的换流阀构成的半桥的高、低电压端分别连接高压直流的正、负端；所述的每个换流阀都包括同方向串联的多个功率开关器件，以及在每个功率开关器件两端并联的反并联二极管和限压电路；所述功率开关器件的高电压端(如绝缘栅双极晶体管IGBT的集电极C)、低电压端(如绝缘栅双极晶体管IGBT的发射极E)分别连接反 并联二极管的阴极、阳极，所述的限压电路由放电电阻、能量暂存电容和箝位二极管组成，其中所述的放电电阻、能量暂存电容并联后，一端连接反并联二极管的阳极，另一端连接箝位二极管的阴极，所述箝位二极管的阳极连接反并联二极管的阴极；换流阀的开关周期大于谐振电感、谐振电容决定的谐振周期的2倍，实现换流阀零电流开关。
6.根据权利要求I所述的一种高压直流到交流变换的换流器，其特征在于，所述DC/DC输入级的谐振型软开关变换器，是LLC串联谐振型零电压开关全桥变换器，包括2个换流阀连接成的半桥，其输出端依次串联谐振电感、高频变压器初级、谐振电容连接到连接到另外2个换流阀连接成的半桥的输出端，所述的换流阀构成的半桥的高、低电压端分别连接高压直流的正、负端，还包括高频变压器初级等效的励磁电感，由高频变压器铁芯所开气隙的长度来调节电感量到需要的大小；所述的每个换流阀都包括同方向串联的多个功率开关器件，以及在每个功率开关器件两端并联的吸收电容、反并联二极管和限压电路；所述功率开关器件的高电压端(如绝缘栅双极晶体管IGBT的集电极C)、低电压端(如绝缘栅双极晶体管IGBT的发射极E)分别连接反并联二极管的阴极、阳极，所述的限压电路由放电电阻、能量暂存电容和箝位二极管组成，其中所述的放电电阻、能量暂存电容并联后，一端连接反并联二极管的阳极，另一端连接箝位二极管的阴极，所述箝位二极管的阳极连接反并联二极管的阴极；换流阀的开关周期稍短于谐振电感、谐振电容决定的谐振周期，实现换流阀零电压开关。
7.根据权利要求2、或3、或4、或5、或6所述的一种高压直流到交流变换的换流器，其特征在于，所述DC/DC输入级的谐振型软开关变换器，其中的谐振电感是由可饱和电感、常规(不饱和)电感串联构成。
8.根据权利要求2、或3、或4、或5、或6、或7所述的一种高压直流到交流变换的换流器，其特征在于，构成所述换流阀的功率开关器件是绝缘栅双极晶体管(IGBT),或功率场效应管(POWER MOSFET )，或门极可关断晶闸管(GTO)，或集成门极换流晶闸管(IGCT )，或巨型晶体管(GTR)。
在高压轻型直流输电(HVDC-Light)系统中应用的一种高压直流到交流变换的换流器，其特征在于包括直流到直流变换(DC/DC)输入级和直流到交流变换(DC/AC)逆变级，所述的DC/DC输入级由谐振型软开关变换器构成，该变换器中的高频变压器次级有独立的N×3个绕组，各绕组的输出电压都经过整流和电容储能，共形成N×3个相互隔离的、等值的独立直流电源；其中DC/AC逆变级包括N×3个功率单元，每个功率单元都由单相全桥式逆变器构成，其直流输入端各连接到一个前述的独立直流电源上，每N个功率单元的交流输出端依次串联构成换流器交流输出的一相，三相按照星型(也称Y型)方式连接构成三相交流输出。
文档编号H02M3/335GKSQ
公开日日 申请日期日 优先权日日
发明者范家闩 申请人:范家闩