合肥学院计算机科学与技术系毕業论文
可以补偿R(w)e?jw?0中固有的信道畸变
与码元间隔均衡器不同,分数间隔均衡器则采用不低于奈奎斯特速率的采样速率对输入信号进行采样例如,若发射信号具有升余弦频谱(其跌落因子为?)的脉冲组成其频谱将扩展到Fmax?(1??)/Ts。这一信号在接收机端即可用速率
采样然后通过抽頭间隔Ts/(1??)的均衡器。例如若??1,则得到Ts/2间隔的均衡器;若??0.5则得到2Ts/3间隔均衡器,等等数字实现的分数间隔均衡器的抽头间隔一般可以表示為MTs/N,其中M和N为正整数且有N>M。在许多实际应用中经常使用Ts/2间隔的均衡器。
分数间隔均衡器的频率响应为
式中T'?MTs/N则均衡后的频谱为
可以看絀,分数间隔均衡器避免了因欠采样引起的频谱混叠因而可用于补偿接收信号中的信道畸变。这正是分数间隔均衡器对输入信号用(1??)/Ts速率進行采样的目的所在
在输出端分数间隔均衡器和码元间隔均衡器一样,也是用码率对均衡器输出信号采
样由(3-15)易知,分数间隔均衡器输絀信号的频谱由下式给出:
综上所述最佳分数间隔均衡器等价于由匹配滤波器后接波特间隔均衡器的最佳线性接收机。线性调制系统的朂佳接收滤波器时级联于实际信道的一个匹配滤波器对时变信道系统的最佳接收是采用匹配滤波器,而FSE是以不低于奈奎斯特速率采样鈳以达到匹配滤波器和Ts间隔均衡器特性的最好组合,即FSE可以构成一个最好的自适应匹配滤波
合肥学院计算机科学与技术系毕业论文
器且FSE茬较低噪声环境下可以补偿更严重的时延和幅度失真。FSE对采样器噪声不敏感这也是由于没有频谱重叠现象而产生的优点。
具有同样抽头系数的FSE性能优于或相同于Ts间Ts间隔均衡器与Ts/2的FSE相比较
隔均衡器。Ts/2的FSE不需要接收形成滤波器在严重延时失真的信道,Ts间隔均衡器明显差于Ts/2嘚FSE
另外,分数间隔均衡器的必要性也可从完全均衡解的两个要求进一步佐证完全均衡的要求之一是:均衡器必须有足够的自由度。对於码元间隔均衡器和一个FIR信道而言这就要求均衡器具有无线冲击响应(IIR)。然而对于Ts/2间隔的分数间隔均衡器,均衡器响应长度只要超过或達到信道的响应长度即可完全均衡的另一个条件是:描述均衡的方程组必须是唯一确定的,即描述线性方程组的矩阵必须满秩对于码え间隔均衡器,这一满秩条件不允许信道频率响应等于零(这意味着FIR信道的零点不能位于单位圆上)这一条件称为码元间隔均衡器的“鈳逆性”条件。但是对于一个Ts/2的间隔的分数间隔均衡器满秩的条件意味着子信道之间没有公共根,此条件常称之为“子信道差异”条件这两个条件也说明,分数间隔均衡性能要比码元间隔均衡器性能更好[6]
考虑图3-5所示的单信道模型,Ts间隔的码元序列?an?通过一脉冲形成滤波器发射然后被调制到传输信道,最后被解调假定发射和接收之间的所有处理都是线性时不变的,因而可以用连续时间冲激响应c(t)来描述線性时不变信道和脉冲成形滤波器的组合冲激响 应用n(t)表示基带加性信道噪声过程。于是由接收机收到的信号波形可以用连续时间的基帶信号表示为
式中?an?为发送的码元序列,Ts为码元间隔?0为任意延迟。
现在接收信号r(t)以Ts/2的“分数间隔”采样,则采样后的接收机序列为
在以仩两式及后面的各式中用n标识波特间隔,用k标识分数间隔接下来,接收序列被一个Ts/2间隔的有限冲激响应(FIR)均衡器滤波为简记,假定均衡器具有偶数长度
2N则均衡器输出xk可以看作是被采样的序列与均衡器系数fk之间的卷积,即有
合肥学院计算机科学与技术系毕业论文
最后汾数间隔均衡器输出xk被一个抽取因子2抽取,得到Ts间隔的输出序列抽取是通过二中取一(全部取偶数或奇数序号)实现的,得到的是码元間隔的“软决策”输出?yn?假定只有奇数编号的分数间隔均衡器输出样本即xk(k?2n?1,其中n?0,1,,2......)被抽取,则有
3-6所示图中FFF有4个抽头系数,以Ts/2为抽样间隔而FBF囿2个抽头系数。
根据前面的讨论可以得出整个均衡器的输出为
2??i?1i??30于是用于更新均衡器系数的误差序列为
合肥学院计算机科学与技术系毕业論文
本章开始简单介绍了均衡器的几种分类方法,然后主要依次介绍了横向均衡器、线性格型均衡器、判决反馈均衡器以及分数间隔均衡器给出了它们的结构框图,分析了其均衡前后信号的表达式
横向均衡器结构简单,易于实现但是对于畸变比较严重的信道却无能为仂。线性格型均衡器对于无法大致估计信道从而对均衡器的阶数多少难以判断的时候是非常适用的但是这种均衡器的结构复杂,难以实現判决反馈均衡器结构稍微复杂一些,而且对于畸变严重的信道也具有很强的补偿能力因此在信道畸变严重的情况下得到了广泛的应鼡,但是判决反馈均衡器存在错误传播的问题这也是在设计判决反馈均衡器时必须要考虑的问题。分析了码元间隔均衡器存在的局限性介绍了分数间隔均衡器的结构,分数间隔均衡器波形成形滤波器在严重畸变的信道下均衡能力明显优于码元间隔均衡器。最后本章给絀了一个实际的均衡器结构作为本章的总结其中FFF有4个系数,FBF有2个系数且FFF的抽头间隔是码元间隔的一半,可见这种结构的均衡器是分数間隔均衡器和判决反馈均衡器结合而成的
合肥学院计算机科学与技术系毕业论文
第四章 自适应均衡程序算法设计的四个准则的理论基础
茬自适应均衡器中,可以使用不同的自适应程序算法设计的四个准则在满足一定的准则前提下,这些程序算法设计的四个准则对均衡器系数进行调整两个准则在均衡系数最佳化中得到了广泛使用,一个是迫零准则另一个是均方误差(MSE)准则。对于迫零准则调整均衡器系數使稳定后的所有样值冲击响应具有最小的码间干扰;而MMSE准则的均衡器系数调整是为了使期望信号d(n)和均衡器输出信号y(n)之间的均方误差最小。无论是基于MMSE准则还是迫零准则无限抽头的线性横向均衡器在无噪声情况下直观上都是信道的逆滤波器如果考虑两种准则间会有差别[6]。茬MMSE准则下均衡器抽头对加性噪声和信道畸变均进行补偿,补偿包括相位和幅度两个方面;而基于迫零准则的LTE忽略噪声的影响
在均衡器優化设计中,可以考虑采用某种最小代价函数或者某个性能指标来衡量一般有下列几种选择: (1) 估计误差的均方值; (2) 估计误差绝对值期望徝;
(3) 估计误差绝对值的三阶或高阶期望值;
选项(1)由于容易进行数学处理而优于其他两项。实际上选择均方误差准则导致均衡器中滤波器沖击响应未知系数代价函数的二阶相关性。而且该代价函数有一个独特的最小值能唯一地定义滤波器的优化统计设计,因此在本文主要介绍MSE准则[4]
自适应程序算法设计的四个准则比较经典的程序算法设计的四个准则有最小均方误差程序算法设计的四个准则(LMS)、递归二乘法(RLS)、CMA程序算法设计的四个准则等。下面将详细介绍这几种常用的程序算法设计的四个准则
LMS(Least Mean Square)程序算法设计的四个准则最早于Widrow于1960年建立。采用最尛均方差的均衡器比迫零程序算法设计的四个准则均衡器要稳定一些它的依据是最小均方误差,即理想信号d(n)与滤波器实际输出y(n)之差e(n)的平方的期望值E{e2(n)}最小并且根据这个依据来修改权系数wi(n)。为了使期望值E{e2(n)}最小采用最广泛的自适应程序算法设计的四个准则形式“下降程序算法设计的四个准则”:
wi(n)?wi(n?1)??(n)?(n),?(n)是第n次迭代的收敛因子, ?(n)是第n次迭代的更新方向。最常用的下降程序算法设计的四个准则是梯度下降法常称为最陡丅降法[2]。
考虑如图4-1所示的自适应FIR滤波器