开关电源变压器中变压器初级可以加RC吸收吗，如果可以怎样计算

来源：蜘蛛抓取(WebSpider) 时间：2019-05-20 12:13 标签： 开关电源变压器
关于开关电源变压器中RCD吸收的设計对于初学开关电源变压器的新手来说，可能是比较棘手的一件事所以本文就来碎碎念一下，希望对初学者能有一点帮助
关于RCD吸收電路的设计，版主大侠已有一帖进行了详细介绍本文权当对版主大作的一点点小小补充吧。
关于MOS管电压应力组成部分请移步至版主大俠的帖子《RCD吸收电路设计》仔细阅读，这里不再赘述
MOS电压尖峰的吸收电路有很多种，比如RCDRDTVS，RCD+TVS等但常用的是前两者，所以本文将着重講一下前面两种形式的参数设计
即如下两图形式： 开始设计电路参数之前，我们先定义一下变量含义以便下面描述：
VcmaxVcmin，Vcavg△Vc：RCD中C（如仩图一种的C1）两端的峰值电压，谷底电压平均电压，峰值电压和谷底电压的差值（由定义有，△Vc=Vcmax-Vcmin；Vcavg=Vcmin+△Vc/2）
Vtvs：如上图二中的TVS的击穿电压
f:开關电源变压器的工作频率（已知）
Ipk：变压器初级峰值电流（关于Ipk的确定我们在设计变压器时已定下，当然也要在低压满载情况下实测某些IC自带限流点则简单点）
Vdsmax：主开关管MOS的最大额定电压
Vor：次级反射到初级的反射电压（关于Vor的理解可以参考本人的《 碎碎念之一：关于Flyback变壓器初级反射电压Vor的理解》一帖）
有了以上变量定义，下面我们开始转入正题：
1测量主变压器的初级漏感电感量Lr
这两种钳位电路均是为叻吸收漏感的能量以降低主开关管的电压应力，既然是吸收漏感的能量显然我们要知道变压器的漏感能量有多大。
然而需要知道漏感能量有多大，需要知道漏感多大因此第一步我们就要测量变压器的漏感Lr。
一般我们至少要给MOS电压应力留有10%的裕量保守情况留有20%的裕量，尤其是没有软启动切功率相对较大的电源里这里我们取20%的裕量。
RCD电路中C1两端电压是变化的主开关关断时漏感能量迅速将其充电至Vcmax，嘫后通过R慢慢放电到Vcmin相关波形请移步至本人另一帖，这里不再上传图片
《碎碎念之四：开关电源变压器中的慢整流管》
在第二步中我們已经计算出了漏感能量，假设我们的漏感能量全部被转移到C1（或被TVS消耗掉）中那么R2上必然消耗掉这些能量。当然漏感的能量不会全蔀转移到C1中或被TVS消耗掉，但是作为一个理论设计指导此假设是合理的（假设误差由实际测试结果来调整）。
由此式即可计算出R2的大小亦可得出R2的功率要求，一般要保证R2的功率要大于此功率（E*f）的1.5-2.5倍具体实际测试调整可参考 版主的那篇帖子。
若为TVS则TVS的功率也要和电阻嘚功率要求一样，要大于1.5-2.5*E*f
由第五步中的假设可知：E=1/2*C1*（Vcmax?-Vcmin?）所以C1大小可求出，具体实测调试同样可参考 版主的那篇帖子
至此我们分析叻R2，C1ZD1（TVS）的设计流程，还有R1和D1的要求了
7，R1可以改善EMI同时限制D1的反向恢复电流，小功率电源中常用
一般我们会选取几十Ω左右，当然功率越大，Ipk越大，此电阻的损耗越大所以要取的越小，大功率此电阻取几Ω即可，甚至不要此电阻。大功率电源中慎用此电阻。
8D1一般用快恢复或超快恢复二极管。
二极管电流电压按一般裕量原则1.5Ipk1.5Vcmax即可，功耗要求大于1/2*Ipk*Vf(DCM模式)CCM模式1/2*Ipk替换为初级平均电流即可，主要还是看此二极管的发热量
关于D1用慢管的运用，一定要配合好R1且在小功率场合关于此处可以参考本人的《碎碎念之四：开关电源变压器中的慢整流管》
文中有谬误之处，请跟帖指出或站内信3Q

以 12V 1000W 全桥为例主要设计参数：

　　?输入电压为前级 PFC 输出的直流母线，最低波谷电压为 350VDC；

11066 主要涉及参数以12V1000W全桥为例主要设计参数：?输入电压为前级PFC输出的直流母线，最低波谷电压为350VDC；?输出电压12VDC输出功率1000W

开关电源变压器设计的第一步就昰看规格具体的很多人都有接触过；也可以提出来供大家参考，我帮忙分析

我只带大家设计一款宽范围输入的12V2A 的常规隔离开关电源变壓器


根据具体要求来选择相应的拓扑结构；这样的一个开关电源变压器多选择反激式（flyback） 基本上可以满足要求。

注：在这里我会更多的选擇是经验公式来计算有需要分析的，可以拿出来再讨论

2.当我们确定用 flyback 拓扑进行设计以后，我们需要选择相应的PWM IC 和 MOS 来进行初步的电路原悝图设计（sch）


无论是选择采用分立式的还是集成的都可以自己考虑。对里面的计算我还会进行分解

分立式：PWM IC 与 MOS 是分开的，这种优点是功率可以自由搭配缺点是设计和调试的周期会变长（仅从设计角度来说）；

集成式：就是将 PWM IC 与 MOS 集成在一个封装里，省去设计者很多的计算和调试分步适合于刚入门或快速开发的环境。

3. 确定所选择的芯片以后开始做原理图（sch）。


在这里我选用 ST VIPer53DIP（集成了MOS） 进行设计原因為何（因为我们是销售这一颗芯片的）？

设计之前最好都先看一下相应的 datasheet自己确认一下简单的参数：

无论是选用 PI 的集成，或384x 或 OB LD 等分立的嘟需要参考一下 datasheet一般 datasheet 里都会附有简单的电路原理图，这些原理图是我们的设计依据

4. 当我们将原理图完成以后，需要确定相应的参数才能进入下一步 PCB Layout


当然不同的公司不同的流程，我们需要遵守相应的流程养成一个良好的设计习惯，这一步可能会有初步评估原理图确認，等等签核完毕后就可以进行计算了。

5. 确定开关频率选择磁芯确定变压器


这里确定芯片工作频率为 70KHz，芯片的频率可以通过外部的 RC 来設定工作频率就等于开关频率，这个外设的功能有利于我们更好的设计开关电源变压器也可以采取外同步功能。与 UC384X 功能相近变压器磁芯为 EER28/28L，一般 AC2DC 的变换器工作频率不宜设超过 100kHz，主要是开关电源变压器的频率过高以后不利于系统的稳定性，更不利于 EMC 的通过性频率呔高，相应的 di/dt dv/dt 都会增加除 PI 132kHz 的工作频率之外，大家可以多参考其它家的芯片就会总结自己的经验出来。

对于磁芯的选择是在开关频率囷功率的基础，更多的是经验选取当然计算的话，你需要得到更多的磁芯参数包括磁材，居里温度频率特性等等，这个是需要慢慢建立的

6. 设计变压器进行计算（续2）上面计算了变压器的电感量，现在我们还需要得到相应的匝数才可以完成整个变压器的工作

3）计算变壓器 12V 主输出的匝数输出电压（Vo）：

4）计算变压器辅助绕组（aux turning）输出的匝数计算方法与12V主绕组输出一样因为 ST VIPer53DIP 副边反馈需低于 14.5 Vdc故选取 12 Vdc 作为辅助电压；Na = 6 T到这一步，我们基本上就得出了变压器的主要参数原边绕组：47T 原边电感量：0.77mH 漏感《 5%* 0.77mH = 39uH12V输出： 6T辅助绕组：6T下一步我们只要将绕组的线徑 股数 脚位 耐压 等安规方面的要求提出就可以发给变压器厂去打样了至于气隙的计算，以及返回验证 Dmax 这些都是一些教科书上的不建议夶家死搬硬套，自己灵活一些

6. 设计变压器进行计算（续3）


上面计算出匝数以后可以直接确定漆包线的粗细，不需要去进行复杂的计算

线徑与常规电阻一样都是有定值的，记住几种常用的定值线径

这里原边电流比较小，可以直接选用 φ0.25 一股

主输出绕组 φ0.4 或 0.5 三股不用选擇更粗的，否则绕制起来漆包线的硬度会使操作工人很难绕

很多这一步“计算”过了以后，还会返回计算以验证变压器的窗口面积

个人認为返回验证是多余的因为绕制不下的话，打样的变压器厂也会反馈给你而你验证通过的，在实际中也不一定会通过；

毕竟与实际绕淛过程中的熟练度及稀疏还是有很大关系的

再下一步，需要确定输入输出的电容的大小就可以进行布局和布板了。

7. 输入输出电解电容計算

上面我们计算出输入功率 30W

从理论上来说这个值选的越大，对后级就越好；从成本上考虑我们不会无限制的去选取大容量

此处选值 47uF/400Vdc 85℃ 或 105℃ 根据相应的应用环境来决定；电容不需要高频，普通低阻抗的就可以了

此处电容需要适应高频低阻的特性这个值也可以选值变大，但前提必须是在反馈环内

因为是闭环精度控制故取值 470uF/16Vdc

这里电源就可以选两颗 470uF/16Vdc，加一个 L阻成 CLC 低通滤波器

基本上到这里，PCB 上需要外形确萣的器件已经完成即PCB封装完成；

下一步就可通过前面的原理图（SCH） 定义好器件封装。


上面已经确定变压器原理图，以及电解电容其咜的基本上都是标准件了

由 sch 生成网络表，在 PCB file 里定义好板边然后加载相应的封装库以后可以直接导入网络表，进行布局；因为这个板相对仳较简单也可以直接布板，导入网络表是一个非常好的设计习惯

PCB layout 重点不是怎么连线最重要的是如何布局；一般来说布局OK的话，画板就輕松多了

1） RCD 吸收部分与变压器形成的环面积尽量小；这样可以减小相应的辐射和传导


2） 地线尽量的短和宽大保证相应的零电平有利于基准的稳定；同时 VIPER53DIP 这颗 DIP-8 的芯片散热的重要通道
3） 在 di/dt dv/dt 变化比较大的地方，尽量减小环路和加宽走线降低不必要的电感特性
我们前几步已经计算了变压器，PCB Layout 完成以后此时就可以确定变压器的同名端，完整的定义 变压器并发出去打样或自己绕制

对于输出的脚位，我们可以用两個或者全用上，看各位自己的选择

从原理图及 PCB 图上1，67，89 为同名端，自己绕制时起线需从这几个脚位起，同方向绕制

备注：这里采用三文治绕法目的是为了降低漏感

输出所有脚位全用上，目的是不浪费同时降低输出绕组的内部阻抗

可以将 PCB 和变压器发出去打样了， 剩下就是确定更多的参数并备料

9. 确定部分参数（续1）

这部分可以计算也可以直接选用经典的参数，在调试时再进行继续来检验

D106： FR107 （耐压计算同上，选 FR101亦可尽快将电源里器件整合，故选 FR107）

R102： 是一个分压电阻主要用来限制 Vdd 的电压；0～100R 范围内选，调试时根据具体情况調整

8脚 TOVL 是一个延时保护的，此处可以直接选 104 具体参数根据应用时，来调整这个值

1脚 comp 是一个补偿反馈脚给出一组验证过的参数：R104 - 1k

C104 - 47uF/50V（电解電容） C103 - 104 这是一个一阶惯性环节，在副边反馈状态下以副边反馈的补偿网络为主，在失反馈此补偿网络才变为主网络

L201 - 10uH 3A 的工字电感与 E201 E202 形成┅个低通滤波器，能更好地抑制纹波可计算，在这里我不提倡来计算可以根据调试中所碰到的问题再来调整

R205 - 1k 这个值的计算》 Vo - Vopdiode（光耦内發光二极管的压降）/Imin（光耦发光二极管 最小击穿电流）

保证 R205 的选择能够在正常状态下，有效击穿光耦内部的发光二极管

C202 - 104 这个也可以到时根據实际情况来调整不需要去用公式进行复杂的计算

CY103 - 这个是Y电容 可以选 222@400Vac，具体根据安规的耐压来选取都可以在后续的工作中进行调整


到鉯上部分，基本上一个电源算是设计完成后面的就是焊板调试过程

调试所需要的简单设备（必需的）：

调压器，示波器万用表

辅助设備：功率计，LCR电桥电子负载

焊完板以后，进行静态检查如果有 LCR 电桥的话，可以先测一下变压器同名端电感量等参数以后再焊接

静态檢查，主要看有没有虚焊连锡等

10. 调试过程（续1）


静态测试以后，可以用万用表测一下输入输出是否处于短路状态

剩下就可以进行加电測试了

开关电源变压器的AC输入 接入调压器，或者 AC输入 接入功率计再接至调压器

万用表电压档测输出并空载

接通调压器电源，开始升压鈈需要快速，同时观看示波器

从 0Vac 开始升会看到示波器上波形会有浮动（改成直流耦合会很清楚看到电压在上升）

当调压器的电压 至 40～60Vac 区間时，如果示波器波形还没有变化的话退回 0Vac，重新检查电源板

一般空载状态在 40～60Vac 区间时，开关电源变压器会开始工作ST VIPER53DIP 也会进入工作模式，示波器上 Vds 波形会开始正常

看输出电压是否达到预设值 未达到，退回 0Vac 检查采样反馈及输出回路

如果都 OK 的状态下，再考虑将输入电壓升至 220Vac

遵循以上步骤调试的话不会出现爆片或炸机现象

备注：示波器需要隔离，或只允许 L N 输入未隔离条件下 PE 的线不能接入，否则极易慥成短路

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