微带滤波器回波损耗问题 - 微波滤波器设计
微带滤波器回波损耗问题
微带滤波器回波损耗问题
各位大侠，我最近在做微带平行耦合滤波器（四个耦合节，两端加50欧姆匹配线）。在电路级仿真时s11、s21性能都还不错，尤其s11均小于-20dB,但转到EM仿真时s11变得很差。最差-8左右，起伏也较大，请问这主要是由什么原因引起的阿回波损耗s11主要是由什么因素决定的阿，它的好坏对滤波器性能有什么样的影响啊，一直都不太明白，希望高手指点一下！还有，如果我要在板图进行EM仿真优化，使s11变好，主要要调节什么参数阿，期待高手指导，先谢谢了&是不是线宽 线距设置的不合理啊 s11是从一端口反射回去的波，反射的多了，通过的自然就少了&通常我都要仿到30dB左右才做em仿真，结果还是会偏&我电路仿到30dB 的那种参数 电磁仿真完全不对, 根本出不来滤波器特性的s参数，只好在电路里降低一点s11指标，但到电磁里就差得不行，我就想问下这种情况在电磁里怎么样调整参数能往好的方向变，谢谢&可能是端口不匹配
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频道总排行[转载]HFSS常见问题
1、HFSS仿真结果的疑问
我在做一个0.3g--2.7g超宽带天线，用ansoft仿真结果也差不多了，可是同一模型当我把扫频范围设定为0.3g--1g，结果（方向图和
驻波）变化很大，我进一步细化又把频率范围设为0.3--0.6g时，结果再次变化，一次比一次变化大。
我想问各位大虾，同一模型是不是每次频率设定范围不一样，结果就差距很大，那我仿真时该设定多大范围比较好呀？
欢迎热心同志给予解释& 帮助，，，多谢咯！！！
答：仿真频率范围无谓，关键是在不同的频段仿真的时候你的空气盒子大下得相应的改变，为你仿真中心频段的１／４波长．如果仿
真频段太宽，也可以分段仿真．
2、请教：这个同轴是怎么加的
请问这个同轴是怎么加的
垫片印刷在介质板上 使用50ohm同轴线馈电 请问同轴的内轴外轴 都是怎么加到天线上的
我只将内探针加到了介质上 结果有一个谐振点总是畸变 肯定是我的同轴馈电出了问题 麻烦大家帮我看看 我想了好久了
答：建模时只要画出同轴与地板交界处端口就行了（内心不变），重新画出地板（画一个面）从这个地板上讲端口和内心减去（克隆），将内心从端口中减去（克隆），再在端口处设置激励就行了。
其实只要把你的模型发上来，一看就明白了，上面的回答应该是用集中端口设同轴线的做法，附一个例子给你看看，模型比较大，把端口放大就可以看到细节部分了
1fed by coax lumpedport.rar(6 K)
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3、提一个关于Radiation
Boundary的问题
如题,按照full book上的说法,只要将模型边界条件设置成Radiation
Boundary,就相当于不受边界的约束,波可以辐射到无限远空间,换句话说求解的空间大小已经不会对求解结果产生影响.但是我在做微带模型时对空气层的大小设置不同值后发现结果不同.请高人指点迷津!
关于这个，可以参考金建铭的电磁场的有限元方法一书，电磁场的有限元方法中对于计算区域的截断的处理都不是非常的理想，辐射边界也是近似，至于辐射边界与计算目标的距离说法更是不一，论坛之前有帖子进行过大规模的讨论，我记得结果似乎是没有完全的定论，最常见到说法是0.25波长就”差不多“，呵呵具体每种情况到底差多少也不可一概而论。而且这个0.25的系数似乎不被金建铭很认可，书中的相关的有限元计算设置的都是0.3倍波长，
吸收边界对大角度入射的情况，吸收效果不佳。
0.25波长是针对高增益天线
对低增益，由于大角度大电场强度入射的影响比较显著，需要扩大到0.5波长，从而减小入射角。
这些在full book里面是有的，宝典一定要多读几遍啊。
4、Hfss求解和空气盒设置问题
我仿的一个超宽带天线,F为3.1-11,我设置的求解频率为11,用fast扫频,空气盒高度将近1/2波长,不知道这样的设置对不对,是不是空气盒的高度高点更好,还有这求解频率11有没错,希望高手指导下
答：求解频率设置为11没有什么问题,不知道"空气盒高度将近1/2波长"是按那个频率计算的,一般应选取最低频率3.1的四分之一波长
空气盒高度实际上是中心频率的6G的1/4*lamd,如果按照最低频率设置的话,像我今天仿的另外一个例子是1-11G,那空气盒的高度非常大,求解的速度非常的慢,甚至没法仿真,有没有更好的方法来设置呢,能不能用中心频率来设置呢?
频率太宽的话，可以分段仿真，这样比较准确；
天线距离空气边界要求是1/4波长，和相距1/2波长的仿真结果相差不大，我都用的是1/2波长；
求解频率不应该是１１吧，应该是中心频率．其次波长也以中心频率为准的
5、HFSS中的端口问题
在hfss中何时设置waveport 何时设置lumpport
，他们有什么区别？在端口设置时，有时提示画线有时没有，这是怎么回事，和哪里的设置有关？那里新建的线是积分线吗？何时是终端线？还有何时要画积分线，要画终端线？他们各代表什么意思？
6、HFSS中的求解器问题
在hfss中何时用drivenmodel /driven terminal / eignmode呢？分别有什么区别？
7、激励阻抗归一化的作用
在设置激励时的默认阻抗是50欧，还有一项是post processing 里有两个选项 do not renormalize
和renormalize这个有什么作用，代表什么意思？
8、请问：交叉极化度是什么概念？
请教各位：交叉极化度是什么概念？ 谢谢指点！
讨论：用于发射或接收给定极化波的天线不能发射或接收其正交极化波，交叉极化隔离度为一个波束在给定极化最大辐射方向上的功率与其接收的正交极化波在此方向上的功率之比。
不是不能接收正交极化波吗 怎么会有功率 那接收的功率是0了
假如线极化纯度很高，确实完全不能接收正交极化波，正交极化方向分量的功率为0。但事实上天线极化都不可能这么纯，所以有些情况就需要讨论交叉极化鉴别率了
交叉极化鉴别率定义：在给定方向上（一般指主极化最大值方向）上，天线辐射的主极化分量与交叉极化分量的功率密度之比。如果主极化是垂直极化，则水平极化分量为交叉极化，如果主极化是右旋圆极化，则左旋圆极化为交叉极化。交叉极化鉴别率越大，极化纯度越高。
事实上没有天线能作到完全接收不到正交极化波，因此引入了交叉极化隔离度的概念，以判断该天线接收交叉极化波的能力大小，当然接收得越少越好。
弱弱的问一下：交叉极化隔离度和交叉极化鉴别率是一个概念吗
说实话，我以前一直以为是同一个概念的，多亏楼上问了，“催”我去看了看，感觉不同的书定义有所不同。
这是摘自沈民谊，蔡镇远编著《卫星通信天线》中的一段话：
交叉极化隔离度XPI：
本信号在本信道内产生的主极化分量E11与在另一信道中产生的交叉极化分量E12之比，由定义可知，由于天线系统本身的反射面所产生的交叉极化分量，会影响到工作在同一频率的另一通道的正常通信，这时的交叉极化可定义为交叉极化隔离度(XPI)
，它是天线自身产生的。
交叉极化鉴别率XPD：
本信道的主极化分量E11与另一信道在本信道内产生的交叉极化分量E21之比，由定义可知，由于天线系统中其他通道所产生的交叉极化分量，会影响到工作在同一频率的本通道的正常通信，这时的交叉极化可定义为交叉极化鉴别率(XPD)，两种定义都是衡量交又极化分量的大小，但两者的出发点不同，XPI在单极化和双极化系统中都存在，而XPD只存在于双极化系统中。
我上面说过的交叉极化鉴别率的定义感觉跟这里的交叉极化隔离度同概念，有时间再研究研究了呵呵，也多谢你提出这个问题，对大家都很有帮助。
任何天线都很难做到完全抑制正交极化波，或多或少会接受一些正交极化波。
极化隔离度越好，交叉极化越小。
形象点说：设计一个圆极化微带天线，看仿真后的方向图，会有一个RLCP，一个LHCP。如果希望收发RHCP，则从方向图上看，LHCP越小，交叉极化越小
我也有個問題,那跟"軸比"有什麼差別???
轴比是衡量圆极化程度的.把电场矢量的终点轭迹看作一椭圆,其长轴与短轴的比.衡量圆极化的好坏.
交叉极化度是衡量天线对两种极化方式的能力的.
还想请教一下：在建立分析设置时，求解频率是不就是中心频率？
求解频率应该高于你的扫频的中心频率 是剖分网格的依据
在result中solution data里看的Z：waveport1:1和Port
Z0分别是指天线输入阻抗和馈线的特性阻抗。
解答：Zo指的是端口的特性阻抗，Z11应该是从端口向负载端看去的端口阻抗，简单的说对Zo可以说是传输线的特性住抗，z11是输入住抗。Z0可以取50，75.100什么都可以，主要看你的传输线的情况，z11嘛是你要匹配到z0的天线的住抗。没有那么理想的情况
即便是你实测的匹配比较好的天线的输入阻抗也是有一点虚部的
有没有人知道怎么在hfss中加隔离电阻啊
加个面 画条积分线
那那个阻值怎么体现& 薄膜电阻呀？
选则集总参数的端口
我还是不怎么懂啊，你有做过的实例吗，给以发给我看看吗
boundaries--LumpRLC
嘿嘿，我知道了，谢谢
请各位高手指点一下，在HFSS
10.0中怎样通过仿真结果判断微带天线的线性化、圆极化（左旋、右旋）还是椭圆极化？&&&
怎样得出S21参数的图形？
画增益曲线图，那个增益越大，就是那种极化。例如，左旋圆极化增益大于右旋圆极化增益，就是左旋圆极化天线。
我天线结构是采用共面波导馈电，所以，我就选用了Lumped Port ，然后使用Driven
Terminal模式，但是出现两个问题，一是Driven Terminal比Driven
Modal仿出来的增益高很多，二是我在HFSS11版本中使用Driven Terminal模式加Lumped
Port的时候，HFSS程序报错关闭。请问这些是什么问题啊？
请问怎么在HFSS中看天线的极化特性0
一直没有找到看天线极化特性的地方，请高手指导一下
可由GainPHI GainTHETA GainGHCP GainLHCP來看出極化是水平 垂直 左旋 右旋!!
polarization ratio 和 axial ratio到底是什么概念0
有什么区别，分辨一个天线是圆极化还是线极化应该看哪一个参数
polarization ratio
衡量交叉极化的&
axial ratio
衡量圆极化的
如果能用waveport就用waveport，lumped是个模拟的端口，在很多情况下结果不是很能保证精确性
gain 与 realized gain0
请问看天线增益时gain 与 realized gain有什么区别啊？谢！
Gain=4piU/Pacc
U is the radiation intensity in watts per steradian in the
direction specified.
Pacc is the accepted power in watts entering the antenna.
Realized Gain=4piU/Pincident
U is the radiation intensity in watts per steradian in the
direction specified.
Pincident is the incident power in watts.
这几个值的大小可以在antenna parameters中查看.
对于你说的线馈微带贴片天线而言RealizedGain就是考虑上馈线损耗后的增益，Gain则不考虑。
gain可能是指不考虑馈电电路网络损耗时的天线的增益，而realized
gain是指包括馈电电路网络损耗在内的天线的增益。
关于Er的讨论
这个不奇怪！天线剧烈小型化的产物/
er=90甚至er=100+的，都有人在做，而且已经产品化！
各位，起初我也在考虑这个问题，一般做天线的最多用到er=20的材料，当er继续增大时，天线的效率会降低，为了保证天线的效率，抑制surface
waves必须保证，介质厚度h/lambda小于0.3/2*pi*（er）0.5，才可以忽略表面波的影响。但是这个er，100+的天线已经产品化导航。
问题是，高er材料必然导致高Q，和很窄的BW，很高的LOSS，很低的效率。
希望与大家探讨，高er天线应用问题
有介電係數90的材料,但是目前很少人用來生產.
有記得台灣的碩士論文有人寫過介電係數90材料,台灣大學圖書館可以查得到.大都有全文下載.
另外,一般用的介電係數都是30-60.& 及10左右的.
如果用介電係數那麼高,可能不是那麼好輻射且size也太敏感.
除非沒有其它材料,建議別用介電係數90,光找材料就有得你找了.別說做出成品.
太高的介电常数带来的主要的问题是Q的急剧升高，带宽的急剧缩小。两方面分析，一假设一点损耗没有，那Q应该非常大，带宽必然非常小。二假设损耗非常大，那Q非常小，带宽非常大，但是并没有达到信号传递的目的。所以我认为应该是取中间某个折衷，这主要根据你的系统设置来考虑了。
应用这种材料会带来的问题我不太清楚，但是就材料来说，这样的材料肯定是存在的啊；开始的几位怎么说世界末日呢
90的话，能量都被吃掉了。不是天线了。是热得快了。一般小于10的。升值还有1的（空气介质）
樓上說的理,做天線不應該用那麼高er的,不太合適.
介电常数90的微波介质陶瓷早已产业化并且广泛应用了呀。真正少见的是介电常数40-60之间的介质陶瓷材料。
我現在在用的就是ER90的陶瓷材料
[color=#ffffff]微波仿真论坛-[/color]&
在做patch antenna
强烈鄙视下1到7楼，高介电常数高Q陶瓷介质早已大量用于微波电路中，比如介质谐振振荡器，一个很大的优点是尺寸小，有利路的小型化。我不想鄙视各位，不过希望各位不要对楼主冷嘲热讽。
另外回复下12、13、17楼，高Q意味着辐射效率低不假，不过这是介质主模的结论，比如TE01、TM01等。而介质中存在混合模HEM模，其Q值较低，可用作天线。HEM模介质天线这方面早有多篇论文发表，不过是否投入实际应用我并不清楚。
er=9o,很正常啊，目前80到110间介电常数的GPS天线已有商业化批量的产品在卖啦，大家汽车里用的GPS就是用er=9o的微波陶瓷材料做的，才有那马的小巧！技术天天都在革新
回楼上，汽车里常用的GPS天线用的陶瓷材料没有90那么高的介电常数。印象中不超过40的。GPS常用的L1频率天线也完全没有必要使用那么高的介电常数，用到30～40天线的尺寸就够小了。
天啊，是不是都快变成金属了？这样的材料如果真的存在，那就是用减缩天线尺寸的，或者减缩RCS的，人家不怕耗电多
最近一直在用HFSS做螺旋天线的仿真
对于creat report中的S11的图看不明白，不明白如何去判断一个天线设计的好坏
现在只是对仿真的过程有了大概的了解
我想请教的是 S11这个图有什么意义？
另外就是同轴线的的画法，大家是如何画的？
我只是画一个同轴线截面，然后在加激励时用集总端口的仿真，所以仿真总是不准确，3D的同轴线如何该画呢？
还有就是在那儿实现阻抗匹配呢？ 我的仿真就是仿真天线没有考虑到阻抗匹配的问题
笨方法却比较实用：一个圆柱，就是中心导体；再套一个大一点的圆柱，挖掉中心导体部分，就是绝缘体；再套一个更大点的圆柱，挖掉绝缘体和中心导体部分，就是外导体；对中心导体、绝缘体、外导体三部分分别设置相应的材料即可；
今天刚学了
画一个大圆柱，同时外表面设置perf E 然后掏空小圆柱，然后设置介质，然后再在里面加个小圆柱，设置为铜
但是要注意阻抗的问题，一定要把所画同轴线的阻抗设置成50欧姆；主要靠控制内外导体的尺寸和绝缘体的介电常数来确定（必要的时候可以自定义材料）
S11一般指的是天线的输入端的反射特性，也就是所谓的天线的阻抗是否匹配；&
同轴线的的画法，2楼已经介绍了，就不多说，至于加激励时用集总端口的仿真，那是不对的，应该用波端口激励；
阻抗匹配直接在设置激励端口时，软件有提示，阻抗默认一般都是50，不需要更改的
至于参数意义问题，S21是传输系数，就是从1端口到2端口的传输能力的表征；S11为反射系数，1端口进1端口出，很显然是看反射回来波的情况；一般来说当然是S11越小，S12越大比较理想（当然希望能量能多传输一些过去），具体的可以参看微波技术
HFSS中怎么看3dB带宽
可以先画出远场增益图,在图上显示在最大增益处分别加减3DB,利用MARK分别读的加3DB和减3DB的角度,其差值即为3DB带宽.
先画出远区场方向增益图，在图上最大增益处分别加减3dB，减3dB的角度，其差值即是。
2、在Output Variable中定义一个变量GainBW＝if(max_swp(dB(GainTotal)) -
dB(GainTotal) &3,0,
dB(GainTotal))，画GainBW曲线，可以很直观地表示出3dB带宽。
HFSS中如何看天线输入阻抗的Smith原图？
激励端口就是天线的馈电点吗？
请教大家，激励端口是一种允许能量进入或导出几何结构的边界条件。HFSS中设置的激励端口是否就是接收天线的馈电点？Wave
Ports和Lumped Ports又有什么区别？
顾名思义，我认为波端口是用来加电磁波的， 集总端口是用来加电压或者电流的
楼上正解！&
补充楼上的一点，一般来说waveport的仿真结果要更加可信一些，但是在某些情况，比如端面设置不能满足我们需要（微带口的端面就要有5倍以上的宽度吧，两三个并排就会overlap了嘛），这个时候万不得已也可以拿lambport，因为它的设置没有端面的严格要求。
lumped port与lump rlc
仿真负载电阻是用lump rlc吧，那能不能用lumped port呢？跟lump rlc一样设置。两者区别是什么？谢！
如果负载是50Ohm，则用RLC和集总端口是一样的。用lump port的时候，这个端口实际上是个负载
，因此要看激励端口的S11，S11的意义是2端口匹配时1端口的反射系数。
如果负载不是50Ohm，那么lump port的特性阻抗要该成负载的阻抗。
我的理解是：如果把lumped
port作为2端口负载，那么计算S11时，因为S11是2端口接匹配负载时1端口的反射系数，所以这时不管你原来把2端口的lumped
port阻值设为多少，软件都会把它变为与2端口匹配的阻值，使得这个端口没有反射从而算出S11。而如果把lump
rlc作为负载接在2端口，则这时它是一个固定阻值的电阻，当它与2端口不匹配时，计算S11时在2端口就会产生反射。所以在一般情况下两种情况的结果是不一样的，而我实际仿真出来就是不一样的，但因为我实际天线还没加工出来，所以我还不能确定哪个跟实际更接近，但我想应该是用lump
rlc更接近实际。不知道我的这个理解正确与否，忘高手指正。谢！
上面说的不太对，lumped port的阻值是特性阻抗，匹配应该是天线部分与特性阻抗匹配，所以如果从二端口看天线的阻抗和lump
port的特性阻抗不相等时，一样是有反射的。
请教hfss的端口阻抗问题
1 设计了一个天线，仿真的时候，怎么求天线的输入阻抗呢，results里的Z sparameter得到的是不是
天线的输入阻抗？比如我要把天线的输入阻抗匹配到50欧姆，是不是先看Z
sparameter的阻抗大小，然后把这个阻抗匹配到50欧姆就行了呢？
2 lump或者wave
port里面的阻抗是不是馈线的特性阻抗，在仿真一个天线的时候，将这个值从50欧改到150欧，发现反射系数没有明显的变化，不知道是什么原因。
输入阻抗可以通过反射系数求出来，Z sparameter不是输入阻抗，而是网络的Z参数。result里面有个port
Z，这个是端口的特性阻抗。
lump或者wave
port设置的阻抗是该端口的端接阻抗，得到的S参数就是在端接该阻抗时候的"S参数"(打引号的原因是，真正的S参数应该是在端接匹配负载时候测试得到的，而这里是在端接特定阻抗时候得到的)
对于天线的单端口网络，可以认为Z sparameter就是其输入阻抗，只有一个z(1,1)
改了端口阻抗S11变化不大，你看一下是不是端口设置的时候post processing选项没有选do not
renomalize，可能是这个原因
HFSS里的smith圆图可以看归一化输入阻抗，特性阻抗可以通过port Z0获取。
HFSS仿天线的增益问题
仿真之后的报告里面，天线增益的单位是dB，能不能换成dBi?
dBi，dB是相对值，我在仿真的时候拿什么来做参照呢？意思是我如何知道自己仿真的天线增益是好是坏呢？可能这个问题有点小白了，达人赐教
HFSS里面增益的dB指的就是dBi，这个可以肯定，而且我记得在帮助文件里面是可以看到的。平时习惯简化了，所以往往省略掉了后面的i。
樓主你自己就可以做確認了,&
先畫一個理想的dipole,Matching不要太差,跑一下不用一分鐘,看Gain是几dB.
拿出以前上過antenna的資料,看dipole的Gain是几dBi.比對一下就知道現在HFSS是dBi,還是dB,
概念辨析：dBm,&dBi,&dBd,&dB,&dBc,&dBuV
概念辨析：dBm,&dBi,&dBd,&dB,&dBc,&dBuV
dBm是一个考征功率绝对值的值，计算公式为：10lgP（功率值/1mw）。
[例1]&如果发射功率P为1mw，折算为dBm后为0dBm。
[例2]&对于40W的功率，按dBm单位进行折算后的值应为：
10lg（40W/1mw)=10lg（40000）=10lg4+10lg10+10lg1000=46dBm。
2、dBi&和dBd
dBi和dBd是考征增益的值（功率增益），两者都是一个相对值，&但参考基准不一样。dBi的参考基准为全方向性天线，dBd的参考基准为偶极子，所以两者略有不同。一般认为，表示同一个增益，用dBi表示出来比用dBd表示出来要大2.&15。
[例3]&对于一面增益为16dBd的天线，其增益折算成单位为dBi时，则为18.15dBi（一般忽略小数位，为18dBi）。
[例4]&0dBd=2.15dBi。
[例5]&GSM900天线增益可以为13dBd（15dBi），GSM1800天线增益可以为15dBd（17dBi)。
dB是一个表征相对值的值，当考虑甲的功率相比于乙功率大或小多少个dB时，按下面计算公式：10lg（甲功率/乙功率）
[例6]&甲功率比乙功率大一倍，那么10lg（甲功率/乙功率）=10lg2=3dB。也就是说，甲的功率比乙的功率大3&dB。
[例7]&7/8&英寸GSM900馈线的100米传输损耗约为3.9dB。
[例8]&如果甲的功率为46dBm，乙的功率为40dBm，则可以说，甲比乙大6&dB。
[例9]&如果甲天线为12dBd，乙天线为14dBd，可以说甲比乙小2&dB。
有时也会看到dBc，它也是一个表示功率相对值的单位，与dB的计算方法完全一样。一般来说，dBc&是相对于载波（Carrier）功率而言，在许多情况下，用来度量与载波功率的相对值，如用来度量干扰（同频干扰、互调干扰、交调干扰、带外干扰等）以及耦合、杂散等的相对量值。&在采用dBc的地方，原则上也可以使用dB替代。
根据功率与电平之间的基本公式V^2=P*R，可知&dBuV=90+dBm+10*log(R),R为电阻值。
载PHS系统中正确应该是dBm=dBuv-107，因为其天馈阻抗为50欧。
6、dBuVemf&和dBuV
emf:electromotive&force(电动势)&
对于一个信号源来讲,dBuVemf是指开路时的端口电压,dBuV是接匹配负载时的端口电压
pva&& 凯瑟琳的软件 算天线方向图的软件。
我对HFSS内存不足的总结
情况1，物理内存小，同时虚拟内存也开得很小，导致内存不足。
& 解决办法：把虚拟内存加大或者增加物理内存
情况2，物理内存大，比如4G，或者虚拟内存开得大，比如说也开到4G，这时候已经到达32位xp可以管理的内存上限了，但是在hfss仍然可能出现out
memory，用任务管理器看，发现内存使用量才不到3G,并未到达内存上限。这个问题实际是由于32位XP对应用程序进程的限制，及默认情况下应用程序的每个进程占用内存不能大于2G,，所以到hfss中的hf3d进程（或者是slove进程，具体哪个进程忘了，反正就是hfss中最占内存的那个进程）占用内存达到2G时，就出现out
of memory。
解决办法：通过在修改C盘根目录下boot.ini文件，在multi(0)disk(0)rdisk(0)partition(1)WINDOWS="Microsoft
Windows XP
Professional"这句话后面加上参数“/3GB”，然后重启电脑，就可以使得单个进程的内存占用上限到达3G。
情况3，HFSS进程要占用超过3G以上内存
解决办法：装54位xp。。。。。。。。HFSS在64位xp下的破解方法貌似论坛里有帖子讨论过。考虑到64位xp对很多32位软件兼容性不好，建议大家装双系统，1个32xp，1个64xp，平时用32xp，算HFSS的时候用64xp
对HFSS停止运算的一些看法：HFSS有时候会停止运算，有些人说是破解的问题，有些人认为是开双核的问题，但我的感觉应该是用了太多虚拟内存的缘故，建议大家有条件都用物理内存，由于数据在硬盘中搬运很慢，所以导致cpu在搬运期间无事可做，才导致看起来似乎停止计算了，我以前用1G内存+3G虚拟内存，开双核选项，老出现这个问题。加到4G内存后，仍然开双核选项，就几乎没出现过了
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MIMO移动通信系统中的终端多天线设计
电子科技大学 硕士学位论文 MIMO移动通信系统中的终端多天线设计 姓名:肖伟宏 申请学位级别:硕士 专业:电磁场与微波技术 指导教师:聂在平
摘要摘要尽管第三代移动通信技术正方兴未艾,新一代移动通信技术已初露端倪.其高质量,高速率的移动多媒体传输目标令人神往.然而,实现这一目标并非易事, 传统单天线收发通信系统显得极其苍白无力.即使采用常规发射分集,接收分集 以及智能天线技术,同样也不足以满足新一代无线通信系统对大容量与高可靠性 的需求.可幸的是,多入多出(MIMO)无线通信技术为解决该问题提供了全新的途径,它在无线链路收发两端均采用多天线,充分开发空间资源,在无需增加频谱 资源和发射功率的情况下,成倍地提升了通信系统的容量与可靠性.当然,机遇 与挑战总是并存的,与常规单天线收发通信系统相比,MIMO通信系统中多天线 的应用面临着大量亟待研究的问题. 优异的多天线性能是MIMO系统实现其各种优势的根本保障,本文以863项 目&新型天线与分集技术研究&为契机,围绕移动终端多天线设计这一主题展开 了系统的研究.本文在介绍了MIMO系统移动终端天线基本理论的基础上,详细 阐述了MIMO系统移动终端天线的设计方法,提出了适合于MIMO移动终端的三 种可穿戴式天线及三种内置微带贴片天线:并通过天线各参数的测量以及MIMO 系统试验平台的外场测试对所设计天线进行了验证. 首先,本文简要回顾了研究的相关背景,通过对现代移动通信的发展及其所 面临的挑战和急需解决的问题的总结,了解了MIMO通信技术引入的必然性;在 此基础上,对MIMO移动通信技术进行了系统的阐述,包括传统的SISO系统以 及智能天线系统向MIMO系统的演进,MIMO移动通信技术基本原理,MIMO系统的主要研究内容和国内外研究动态. 其次,结合MIMO系统终端多天线设计要求,概括了现有MIMO系统终端天线的主要形式及特点,阐述了决定多天线布局的天线分集形式,给出了分集性能 的衡量标准:并在此基础上,提出了适合于本MIMO试验平台的移动终端多天线设计思想与技术途径,即通过采用分集技术,改善单元天线方向图,实现天线的 小型化与双极化使所设计多天线满足MIMO系统的需求,在具体实施方案上,明确了外置可穿戴式天线与内置微带贴片天线两种方案.接着,本文介绍了微带天线设计及在移动终端多天线系统中的应用,概述了微带天线的分类,优缺点,分析方法及馈电方式,给出了MIMO移动终端微带天摘要线小型化,双极化的具体方案.然后,本文重点介绍针对不同的适用情况,所设计的移动终端外置可穿戴式 天线与内置微带贴片天线.其主要包括腰带式可穿戴天线,腰包式可穿戴天线,电抗加载的双极化微带贴片天线,采用高介电常数磁性材料作为介质基片的的垂 直,水平极化与+45.双极化微带贴片天线.通过对天线各参数测量的结果分析表明,可穿戴式天线提升了分集单元数目,丰富了分集形式,降低了天线的人体吸收率(sAR);内置微带贴片天线虽然占据着极小的空间,却利用双极化技术获取了极化分集增益;各种天线均较好的满足了MIMO系统对终端天线的要求.最后,为验证所设计移动终端多天线的性能,我们将其用于MIMO系统试验 平台,进行了一系列的实验,并对实验数据进行了分析和讨论.从实验结果可以 看出,所设计多天线可以获得良好的分集效果,达到了预期的设计目标.关键字:多输入多输出,天线分集,可穿戴天线,双极化,小型化IlAbs订actABSTRACTThe Thirdgeneration(3G)mobile communicationtechnologiesarestill expectedvery much to bedeveloped,however,new generationof wirelesscommunicationtechnologies is emerging and booming,the goal of which is attractive,because of its high qualityandhigh data rate in mobile multimediasotransmissionThe fulfillment ofthis unprecedented goal is not singleeasy,andtraditional communication systems usingareantennatransmitandreceive signalsasconfrontedwithastiff challenge.Traditionaltechnologies,suchthe traditional transmit diversity,receive diversity andto sarisfy thesmart antennatechnology,aredifficultdemands ofbothlarge capacity andhigh reliability in the new generation wireless communication novel creativesystems.Fommately,atechnology,namelyMultiple―InputMultiple―Output(MIMO),hastechnology utilizes multipleprovidedaninnovative solution to thisproblem.MIMOresourceantennasat bothtransmitand receive ends of the radio link to multiply the capacity and within thesanlereliability by fully exploiting the spacefrequencybandat noadditional power expenditure.Howevegmanyproblems areemergingand urgentlyneeded to be solved in the MIMO communication system due to the introduction ofmultiple antennas.Anexcellentperformanceof themulti―antennasystemensuresthat the MIMO of''the Novelsystem achieve its advantages.This dissertation,sponsored by the Types of Antennas and Diversity focusesonprojectTechnology''which multi―antennaisonepart of the 863Program,themulti-antennadesign for wirelesshandsetsin theMIMO system.Withthe overview of the principle of the introduces the design wearableused in mobile terminals,the thesis forward three types of inmethod of multiplyantennas,bringsantennas and threetypes of microstrip patchareantennas appliedandhandheldterminals.All ofthoseantennasmeasured and havegood results. defects of theFirst,the research background is reviewed,the developmentcurrent mobile communication systemsaresummarized and the inevitability of usingonMIMOtechnologiesis discussed.Then this dissertation systematically expatiatesMIMO technologies,including the evolution ofthe traditional single―input single―outputIIIAbstract(SISo)systemand smart antenna system to theMIMOsystem,the principle ofMIMOtechnologiCS,and the current status ofthe MIMO system. Second,combined with the requirement ofmultiple dissertation describes forms and characteristics of the of theantennas ofMIMOsystem,theantennasused in mobile terminalsMIMO system,andoilrepresents various diversityschemesandthe criteria for thediversity.Basedthe previous description,the principle of MIMO terminalantennaofdesign is presented,including the adoption of the antenna diversity,the theimprovementof theantennapattern,the miniaturizationandthe dual―polarizationareantenna.M1MOConsequently,wearable antennas and mierostrip patch antennaschosen forhandsets.Third,the design of microstripareantennas andits applications inM1MOterminalsofintroduced,involvingtheclassification,characteristics,analysisand feedmici'ostrip antennas.The miniaturization methods and the dual―polarization schemes of the microstripantennas inMIMOterminalsarepresented.Fourth,the dissertation emphasizesonwearableantennas and microstrippatchantennaswearabledesigned bythe authoron afor different applications.The strip,wearableantennasaincludeantennasintegratedantennasintegrated inwaist pack,dual―polarization microstrippatchantennaspatchloadedwith distributed usingreactance and90/+45.dual-polarization microstripantennashi出permittivity andpermeability dielectric substrates.The experimentalresults of wearableantennasindicate that the number of diversity elements increased,a variety of diversity gains are achieved and the Specific AbsorptionRatio(SAR)isdecreased by wearableantennas.aThe experimental results of microstrip patch volume,theantennasindicate that in spite ofsmallantennacanachieve the polarizationdiversity gain byemploying thedual―polarization technology.All of the requirements of the MIMO system well, Finally,theantennasmentioned in the thesis meet theantennashave been employed in the experimentalMIMOsystem,aseries of experiments has been done to test the dataareantennas'performances.Theaexperimentanalyzedanddiscussed.Theresults show thatgood diversity performance isachieved by the multiple Keyantennas designed.Thedesigns reach the expected goal.words:MIMO,antenna diversity,wearableantenna,dual-polarization,compactantennaV独创性声明本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工 作及取得的研究成果.据我所知,除了文中特别加以标注和致谢的地 方外,论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果,也不包含 为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料.与我～同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明 确的说明并表示谢意..签名:缁日期:伽缉牛月柏关于论文使用授权的说明本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留,使用学位论文 的规定,有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁 盘,允许论文被查阅和借阅.本人授权电子科技大学可以将学位论文 的全部或部分内容编入有关数据库进行检索,可以采用影印,缩印或扫描等复制手段保存,汇编学位论文. (保密的学位论文在解密后应遵守此规定)繇监生砖燧Et期:第一章引言第一章引言近十年来,无线局域网和移动通信飞速发展,需要传输的数据量与日俱增.如何在有限的频谱内满足不断增长的用户数,更高的传输速率和保证更高的通信质量是一个重要而紧迫的课题.上世纪90年代中后期,贝尔实验室Teladar,Foschini 等学者率先将多入多出Ⅲ【2】,即MIMO(MultipleInput MultipleOutput)概念应用到移动通信系统中,并从理论和实验上证明了MIMO能够大大提高移动通信系统的容量和质量,引起了各国学者的极大关注,使MIMO技术在短暂的几年内得到 了迅速的发展,现已被公认为是新一代移动传输系统的关键技术之一. 为了能够从根本上了解MIMO移动通信技术,本章首先简要回顾移动通信的发展历程,了解当今移动通信所急需解决的几个问题.然后阐述MIMO移动通信技术的原理,并通过与单天线系统以及智能天线技术的比较分析,得出MIMO移 动通信技术的各种优势.最后简单介绍国内外研究现状及本文的主要工作与组织 结构.1.1.现代移动通信发展概述 1.1.1.现代移动通信技术的发展移动通信【3】是被广泛应用的一种通信手段,它可以使人们不受时间,地点,环 境的限制而进行相互通信.虽然移动通信在20世纪20年代就己经出现,但自70 年代贝尔实验室提出蜂窝系统的概念和理论以来才得以飞速发展.经过30多年的 发展,其已经成为多种网络,多种制式,覆盖范围广,用户众多的通信系统.纵观移动通信发展历程,第一代系统已成为过去,第二代系统正如日中天,第三代系统方兴未艾,第四代系统初露端倪. 第一代模拟蜂窝移动通信系统【4】(1G)从上世纪80年代开始发展,主要采用 频分多址(FDMA),模拟调频技术,主要业务为电话,典型代表如美国的AMPS, 欧洲的E―TACS,北欧的NMT-900以及日本的HCNTS等.模拟移动通信系统存在 着一些致命的弱点,比如:各系统间没有公共接口;数据承载业务很难开展;频 谱利用率低,无法适应大容量的需求;安全保密性差,易被窃听,易做假机以及 移动终端要进一步实现小型化,低功耗,低价格的难度较大等.另外,随着用户电子科技大学硕士学位论文数量的急剧增加,蜂窝网络容量的需求不断扩大.虽然增加蜂窝网络容量可以通过增加基站和减小基站小区的覆盖面积而得到;但是,在城市密集区,再增设基站往往已经变得非常困难且费用昂贵.因此,为克服第一代系统的局限性,世界上一些发达国家自80年代中期就开始了第二代移动通信系统的研究开发工作.第二代移动通信系统(2G)即目前广泛使用的GSM,DCSl800,IS一95等系 统,是从上世纪90年代发展起来的,为数字蜂窝系统,主要采用时分多址(TDMA)和码分多址(CDMA)技术.与第一代模拟蜂窝系统相比,第二代移动通信系统 在几个主要方面如:多址方式,调制技术,话音编码,信道编码和分集接收技术 等采用了数字技术.因此,其具有如下优点: 1.采用数字技术,增加了设备的集成度,降低了终端尺寸2.采用了高效的数字调制技术,大大增加了系统的有效容量 3.采用低功耗系统,增加了终端待机时间4.采用了信源和信道编码技术,具有了抗干扰能力5.采用了灵活的带宽配置 6.提供了新的服务能力 由于具有上述优点,第二代系统在过去几年内取得了前所未有的巨大成功.然而,随着其不断的发展,高速增长的用户数lfl与有限的系统容量,有限的业务之间的矛盾渐趋明显.这一矛盾突出表现在系统通信容量不足,业务单一,无法 实现某些高速率数据(如多媒体数据)业务的应用:另外,因为各国通信标准不 统一,系统不兼容,无法实现全球漫游.这就从根本上促进了第三代移动通信的 发展.第三代移动通信系统[4](3G)最早在1985年由国际电信联盟(ITU.T)提出,当时称为未来公众陆地移动通信系统(FPLMTS),1996年更名为IMT-2000(国际 移动通信一2000),该系统工作在2000MHz频段,最高业务速率可达2Mbps.其首选技术为宽带CDMA(w―cDMA),主要备选方案有欧洲及日本提出的WCDMA,美国提出的CDMA2000,以及我国提出的TD―SCDMA.相较lG与2G,3G具有以下几个方面的特性: 1.全球化.IMT--2000是一个全球性的系统,它包括多种系统,在设计上具有高度的通用性,该系统中的业务以及它与固定网之间的业务可以兼容, 实现全球漫游.2.多媒体化.具有多媒体传输能力,系统能在低速移动的情况下,实现综合慢速视频数据的传输.第一章引言3.综合化.能把现存的各类移动通信系统综合在统一的系统中,以提供多种服务.4.智能化.主要表现在智能网的引入,移动终端和基站采用软件无线电技术. 在3G积极推进的同时,第四代移动通信【5】(4G)也初显端倪.4G可以在不 同的固定,移动平台和跨越不同的频带的网络中提供移动服务,可以在任何地方快速接入互联网(包括卫星通信),能够提供信息通信之外的定位定时,数据采集,远程控制等综合功能.同时,4G还是多功能集成的宽带移动通信系统,多媒体移 动通信系统和宽带接入IP系统.总之,4G正在向着移动通信发展的最终目标一一 5W个人通信(实现任何人(Whoever)可以在任何地点(Wherever)任何时间(Whenever)与其他任何人(whomever)进行任何方式(Whatever)的通信)积极迈进.1.1.2.现代移动通信所面临的挑战和急需解决的问题经过20多年的发展,移动通信系统无论在商业上还是在技术上都取得了巨大 的成功,然而以下几个问题却制约着它的进一步发展,成为移动通信所急需解决 的问题,也是业界主要研究的方向. 首先是信道容量的问题.众所周知,电磁频谱作为一种自然资源,各个区域, 各种系统所能使用的频段都受到严格的限制,而移动通信系统所能使用的频率更 是相当有限.然而,随着移动通信的迅猛发展,通信用户急剧增加,使得移动通 信系统本来就不宽裕的频谱资源越来越紧张.如何有效的提高频谱利用率,在有 限的频段内容纳更多的用户,提供更多的服务成为一个急需解决的问题.为此,2G和3G采用了诸多编码,调制等技术来应对这一问题:然而无论采用何种技术,传统的单天线系统在通信上存在一个不可突破的极限一一由Shannon信道容量公 式所计算出来的信道容量;与此同时,移动通信仍在飞速的发展,通信用户仍在进一步的增多.因此,寻求新的技术方案以进一步提高信道容量仍是一个急需解决的问题. 其次是通信质量的问题,这主要是由移动通信的自身特征引起的.一,移动 通信中信号的传输媒质即为我们所在的这个自由空间,因此,各种地势,建筑以及人的各种活动势必导致信号传输过程中的反射,折射,绕射,散射以及损耗等, 即导致信号的衰落.二,由于各个用户,各种信号均采用自由空间这一相同的传 输环境,使得各信号之间的相互干扰变得难以避免.正是由于信号的衰落和干扰电子科技大学硕士学位论文使得在通信过程中,接收机信号接收电平具有极强的不确定性,这在由多径所引 起的小尺度衰落中特别明显,这种衰落可能使得在极短的时间内,信号接收电平相差几十个分贝.因此,如何在通信过程中保证通信质量成为移动通信所急需解 决的又一个问题.最后是数据传输率的问题.随着多媒体业务的快速发展,越来越多的用户希 望能够实时地传输图片,视频,音乐等多媒体资料以及浏览Intemet等.这些对系统数据传输率提出了极高的要求,2G所提供的9.6kbit/s显然离这一理想相距甚远;尽管为了提高数据传输速率,在2G基础上的一些改进技术(称作2.5G或2G+),如通用分组移动业务(GPRS)技术与GSM数据率增强型全域演进(EDGE)技术等相较 2G大大的提高了传输速率,然而其数十至数百kbit/s的传输速率也同样无法满足 这一高速率需求;就连3G的2Mbit/s的传输速率也极可能在短的时间内达到饱和.因此,如何进一步提升数据传输速率成为了移动通信所急需解决的又一问题. 为了解决上述三个问题,上世纪90年代中后期,贝尔实验室Teladar,Foschini等学者率先将MIMO概念应用到移动通信系统中,并从理论和实验上证明了,结 合MIMO通信技术与先进的信号处理技术,可以在不增加额外的频段和功率的情 况下,成倍提高移动通信系统的容量,质量以及传输速率.这一理论的提出引起 了各国学者的极大关注,使MIMO技术在短暂的几年内得到了迅速的发展,现已 被公认为新一代移动传输系统的关键技术之一.1.2.MIMO移动通信技术所谓多入多出(MIMO),即在无线链路两端均采用多天线,分别同时接收与发射,充分利用信号空域信息,建立空间并行传输通道,在不增加带宽与发射功 率的情况下,成倍提高移动通信的质量与数据速率.相较于传统的移动通信技术,MIMO通信技术最大的优势在于其出发点为利用传播环境中的多径信息而不是抑 制多径信息.1.2.1.传统单天线(SIs0)系统向MIMO系统演进传统移动通信系统采用一副发射天线和一副接收天线,称作单入单出(S/S01系统.SISO系统在信道容量上具有一个不可突破的瓶颈--Shannon容量限制[6].C=l092(1+plhl')b/s/Hz(1―1)第一章引言式中,c是shannon容量,P是接收天线的信噪比,h是归一化信道复增益, 可见其信道容量没有利用空间维度.不管采用何种调制技术,编码策略或其他方 法,无线信道总是给无线通信工程作了这个实际的物理限制.为了提高单天线系 统的容量,人们采用了设置更多的基站,拓宽带宽,加大系统发射功率等方法.然而,增设基站意味着采用更多的蜂窝,而在城市密集区,要增设基站已经变得非常困难且费用昂贵.拓宽频带,必将导致与现行系统不兼容的问题,其代 价也是相当昂贵的.加大系统发射功率姑且不论可能引起人的健康状况的变化, 对硬件设计来说这也是非常困难的,因为功放器件在大功率区域下的线性工作特 性是很难设计的.另外,散热及发射功率的加大所引起的功率消耗也是移动终端 要考虑的问题. 为了进一步寻求提高系统容量的方法,人们提出了天线分集技术,即在无线 链路的一端采用多天线捕获与合并信号的处理技术.根据在无线链路中分集技术 所使用的位置不同,我们可以将分集技术分为两类,一为发射分集,一为接收分 集.所谓发射分集,即在发射端采用多天线进行分集发射(MISO);所谓接收分 集,即在接收端采用多天线进行分集接收(SIMO).对于N×l的MISO系统,发端包含N副天线,在发送端无信道状态信息下, 各发射天线支路平均分配发射功率,其信道平均容量【7】【81为.Ⅳ.C=l092(1+等Elhi[.)bit/s/Hz(1-2)式中,hi是第i副发射天线到接收天线的子信道复增益,p是接收天线的信噪 比.对于1×M的SIMO系统,其信道平均容量【7】[引为c:109:(1+P∑M卅)bit/s/Hz(1―3)式中,11i是发射天线到第i副接收天线的子信道复增益.式(1.2)与式(1.3)表明, 信道容量随发射或接收天线数目呈对数增长,分集系统利用空间维度提高了信道容量. SIMO和MISO技术的进一步发展就自然产生了收发两端同时采用多天线的系统――MⅡⅡO系统.这部分的前驱工作有1995年Telatar推导出多天线高斯信道容量嘲,1996年Foschini提出BLAST算法四与1998年Tarokh等提出空时编科川,它们从理论和实验上给出了令人振奋的结果,使MIMO移动通信技术的研究如雨电子科技大学硕士学位论文后春笋般涌现.目前,国内外很多科研院校与商业机构都争相对MIMO通信技术 进行深入研究,MIMO技术正以前所未有的速度向前发展.1.2.2.智能天线系统向MIMO系统演进在常规术语中,智能天线是指在无线链路的一端采用阵列天线捕获与合并信号的处理技术,它能够在不利的传播条件(如存在多径衰落与干扰)下提供更可靠的 通信链路[8].智能天线技术的核心思想在于联合空间维度(自然扩展到时间维度)与天线分集.如果估计出各接收天线单元对期望发射信号的响应,就可以根据各响应选择加权最优合并它们,从而最大化平均合并信号电平而最小化噪声与干扰.进一步,在多径衰落中,信号完全丢失的概率随独立衰落的天线单元数目呈指数 减小. 智能天线可以分为两类:开关波束阵ylJ(SwitchedBeamArray)和自适应阵列rAdaptive array).开关波束阵列是一种易于工程实现的智能天线,它是将一个扇区分为多个微扇区口&,根据信号的空间方位,每隔数秒将主波束切换到最佳指向的 微扇区,而抑制其他微扇区的干扰.自适应阵列天线的阵元间距约半波长,阵元 方向图相似,各阵元接收的信号经加权合并后,接收信噪比(sNR)可达最大.理论上,K元自适应阵列最多抑制Ⅸ一1)路干扰.开关波束阵列仅适于信号角度扩展较小的传播环境,自适应阵列虽可以用于信号角度扩展较大的多径传播环境,但在高强度的多径分量比较丰富的环境下,自适应天线系统抗衰落的能力是相当有限的[&]【&】,这是因为智能天线将移动信道的多径传播视为消极因素,从而加以抑制而不是利用【1&.然而,我们所处的城市 环境大多属于多径丰富的传播环境,为了迸一步有效的提升移动通信系统抗衰落的能力,贝尔实验室等提出了MIMO移动通信技术,即采用增大阵元间距与角度 扩展的方式,结合空时处理技术捕获与分离多径,充分利用而不是抑制多径传播,进一步开发空域资源,提高移动传输性能.1.2.3.MIMO移动通信技术原理由1.2 1节与1.2.2节,我们可以看出,MIMO移动通信技术源于天线分集与 智能天线技术,它是天线分集与空时处理技术相结合的产物,其技术本质是空间 分集与空间复用的结合:空间分集用以保证传输的可靠性,空间复用则用以提高 传输速率.第一章引言在传统的移动通信理论中,多径效应会引起移动信号的衰落,因而被视为一 种不利因素,但如果在发送端与接收端同时采用多天线系统,只要各天线单元间 距足够大,移动信道的多径分量足够丰富,那么天线接收到的多径信号的衰落就 趋于独立,MIMO技术就利用了这一特性'16][17].对于一个具有N副发射天线和M 副接收天线的MIMO系统,其系统框图如图1―1所示:,多径信道夕图l一1MIMO移动通信系统框图发射信号经过空时编码后形成N路信息子流,以相同的频率经不同的天线同 时发射出去,经过多径信道的传播,这些并行子流以不同的路径到达接收机,并 由不同的天线接收,接收机利用空时解码对各接收信号进行处理,并恢复出原始 数据流.由于这些子流同时发送,占用同一频带,因而并未增加带宽.若各发射 接收天线间的通道响应相互独立,则可以创造多个并行空间信道. Foschini在1996年的开创性文章里首次指出:如果用于描述具有N副发射天 线与M副接收天线的无线链路的MXN信道矩阵的元素是完全独立衰落的,则该 系统的容量随最小天线数目线性增长,而不是MISO,SIMO情况下的对数增长,即c=1.g:卜【I&+昙删&]I当天线数目较多时,平均容量为bit/s/Hz(1-4)C≈min(M,N)-l092(1+P)bit/s/Hz(1-5)式中,C是shannon容量,p是各接收天线的信噪比,上标H表示复共轭转置,H是M×N信道矩阵.式(1.5)表明,理论上,对于理想的随机信道,如果天线的空间和成本与射频通道(RF)不受限制,MIMO系统就能提供无限大的容量. 相较于式(1.2),式(1.3),我们可以看出MIMO系统的容量提升几乎难以置信,它 是信息空间维度充分结合时间维度的结果,即采用空时编码的数据流利用矩阵信 道而不是智能天线系统中的向量信道传输数据.电子科技大学硕士学位论文1_2.4.MIMO系统主要研究内容与国内外研究现状虽然MIMO移动通信技术源于天线分集技术与智能天线技术,但是MIMO系 统在无需增加频谱与发射功率下就可以获得极大幅度的容量与可靠性提升,因此,其一经面世即引发了大量的理论研究与外场实验.自从1995年Telatar推导出多天线高斯信道容量,1996年Foschini提出BLAST算法与1998年Tarokh等提出空时编码以来,MIMO移动通信技术的研究如雨后春笋般涌现.时至今日,IEEE数据 库收录该领域的研究论文已达六千余篇,它们包含了MIMO移动通信技术的理论研究到实验验证以及商用化的各个方面,大致可以分为以下三个方面的内容: 1.MIMO移动传播信道的测量与建模 2.空时编码(space.time coding)方案的研究 3.分集技术与多天线设计 分集技术与多天线设计作为本文的主要研究内容,将在后边的章节中进行详 尽的阐述,本小节主要介绍MIMO信道和空时编码的相关研究. 移动信道的空间特征是决定MIMO多天线系统性能的重要因素,而MIMO信 道建模的任务就是用一系列的参量将多径传播的空间信息描述出来,比如多径散 射分布,角度扩展,接收端的平均达波角与发射端的平均去波角,收发多天线的 配置布局等.为描述MIMO信道,人们提出了一系列的信道模型,归纳起来主要有三种,一种是非物理的统计模型Ⅲ18l【19],它主要是基于对MIMO信道进行大量 测量得出的统计特征,其优点是简单易行,缺点是易受测试环境及测试条件的限 制,并难以分离测试的方法及设备对结果的影响.这类信道模型的典型代表有G.J.Foschini等提出独立同分布(1iD)复高斯信道模型,J.EKermoal等提出的ISTMETRA随机信道模型等.另一种为物理确定模型四'【22】,比如单环及双环模型,D.Gesbert等提出的室外分布散射模型,T.Svantesson提出的电磁散射信道模型等,它借助一些物理参数去描述MIMO信道的多径特征,其典型参数包括达波角 fAOA),去波角(AOD)等.由于实际中很多传播环境是较为复杂的,仅用少数几个参数无法准确地描述MIMO移动信道,因此,第三类建模方法是将前两者结合起来的混合模型,同时具有前两类模型的一些特点. 空时编码[23]12 6]是一种基于多天线发送技术的编码方案,它的主要思想是将多 天线技术和信道编码技术结合起来,利用空间和时间上的双重编码同时获得空间 分集和时间分集,在保证性能的前提下进一步提高信息传输速率,降低信道误码 率.根据编码分级理论,空时编码手段被分为空时网格编码(STTC)和空时分组第一章引言码(STBC)两种.空时网格编码的概念是由AT&T实验室的V.Tarokh等人最早提出的,由于STTC不仅可获得较高的频带利用率,而且具有较好的抗衰落性能,因 而很快受到人们的重视,并在整个通信领域掀起了研究热潮.但这种方法的译码复杂度会随传输速率的增加而呈指数增加,为了降低译码的复杂度,s.M.Alamouti提出一种使用两副发射天线的传输分集方案, 虽然该方案无法获得编码增益,但它的编译码复杂度要比STTC简单的多,具有更好的实用价值.在此基础上,Tarokh利用广义正交设计理论将其推广到多于两个天线的系统中,提出了空时分组码的 概念.STBC运用正交设计有两个优点:在全分集时提供了最大的发送速率,没有损失传送带宽;接收端可以利用简单的线性处理进行最大似然算法解码,复杂度 相对较低.另外,它能获得与最大比合并相同的分集增益,因此被正式列入 WCDMA提案中.WCDMA提案中下行发射分集方案共有两种:空时发送分集(sTTD)和选择发送分集(TSTD),其中的STTD技术即为基于发射分集的空时分组 编码. 在国际上,众多院校与商业机构都相继对MIMO通信技术展开了深入研究, 其中最著名的有贝尔实验室,斯坦福大学,伯克利加州大学,犹他州杨百翰大学, 欧盟IST METRA,欧盟IST SATURN,欧盟IST ASILUM等. 在国内,清华大学,电子科技大学,北京邮电大学,东南大学等高校与中兴通讯,华为公司等企业与科研所等研究机构也在积极进行MIMO通信技术的研究与现场测试,提出了多种编码算法与信道模型,并研制了多种MIMO天线,进行 了信道相关性,天线互耦与通道互耦等研究.当然,国内外还有许多研究机构与 个人正在从事MIMO移动通信技术的研究与开发,这里不一一列举. 值得一提的是,为改变我国通信产业发展长期处于被动跟进的局面,中国科 技部对新一代移动通信技术相当重视,针对其专门启动了未来通用移动通信技术 研究计戈lJ(FUTURE:FutureTechnologiesforUniversalRadioEnvironment).我国&十五&期间高技术研究发展计划(&863&计划)中的&新型天线与分集技术&项目分别由电子科技大学(2002AAl23032)与东南大学承担,重点研究MIMO多天线通信技术,设计适于终端和基站应用的多天线,结合空时编解码和收发联合信号处理 研究提高系统容量和降低误码率的方法,探索关键技术的实现,并完成相应的技术示范.本文以该项目为契机,围绕新一代移动通信中的MIMO终端多天线设计 这一主题,针对移动终端设计出了多种不同适用范围的方案,为MIMO系统终端 多天线设计提供了有力的参考与全新的思路.电子科技大学硕士学位论文1.3.本文的主要内容为得到所需的增益以及系统容量,实现MIMO的各种优势,多天线的单元及 其布局的设计尤显重要.本文在对现有的移动终端多天线方案进行概述的基础上,提出了适合于MIMO系统终端多天线的一些新型设计思想和方案,并给出实验测 试结果.主要工作包括:I.将可穿戴天线的概念引入MIMO移动通信系统终端天线的设计中,在仔细选择载体之后,充分考虑载体特点,设计出了与之相对应的天线单元,多天线布局方案以及多天线系统与移动终端的连接方式,共包括三种可穿戴式多天线: 1.腰带式可穿戴多天线 2.单元为PIFA的腰包式可穿戴多天线 3.单元为+45.双极化微带贴片的腰包式可穿戴多天线 测试结果表明,所设计多天线提升了移动终端天线分集单元,丰富了分集形 式,有效降低了天线后向辐射.II.结合天线小型化与双极化技术,设计了三种应用于MIMO系统移动终端的微带贴片天线 1.分布电抗加载的双极化微带贴片天线2.采用JV-9结合FR4做为介质基片的0.,90.极化的双极化微带贴片天线3.采用JV-9结合FR4做为介质基片的+45.极化的双极化微带贴片天线此三种天线利用双极化技术在单一贴片上实现了两路正交极化的通道,在移动终端实现了极化分集.各个天线灵活应用天线小型化技术,充分实现了天线的 小型化,使得整个天线尺寸仅为四分之一波长左右,贴片尺寸小于五分之一波长.1.4本文的结构安排本文共分六个部分进行论述: 第一章引言主要介绍研究的相关背景,首先简要介绍了移动通信发展历程与移动通信随着其自身的高速发展所带来的问题,然后介绍了针对这些问题所提出 的解决方案一--MIMO移动通信技术的由来与其主要研究内容和国内外研究背景. 第二章MIMO系统终端多天线设计思想,首先介绍了MIMO系统对终端多天线的设计要求以及MIMO系统终端多天线的研究现状,然后讨论了MIMO系统所第一章引言应用到的天线分集技术,最后在此基础上给出了具体的适合于MIMO移动终端的 设计思想与技术途径. 第三章微带天线设计及在移动终端多天线系统中的应用,首先简要介绍了微 带天线优缺点,分析方法以及馈电方式.然后详细讨论了MIMO系统移动终端微 带天线的小型化与双极化技术方案. 第四章外置可穿戴式多天线,详细的介绍了根据MIMO终端多天线设计思想 提出的三种外置可穿戴式天线,包括腰带式可穿戴天线,单元为平面倒F天线 (PIFA)的腰包式可穿戴天线与单元为±45.极化的双极化微带贴片天线,并给出 了天线测试结果与分析讨论. 第五章内置微带贴片天线,详细的介绍了针对MIMO系统移动终端的特点, 结合MIMO终端多天线设计思想与微带天线小型化,双极化技术所设计出的三种 内置微带贴片天线.主要包括采用分布电抗加载方式的双极化微带贴片天线与采 用JV-9材料作为介质基片的垂直水平极化和+45.极化的双极化微带贴片天线,并 给出了天线的测试结果与分析结论. 第六章MIMO系统试验结果与分析,首先简要介绍了MIMO系统试验平台以 及试验内容,然后给出了外置可穿戴式天线在MIMO试验平台上的外场测试结果, 并进行了简要的分析与讨论,验证了所设计多天线优良的性能.电子科技大学硕士学位论文第二章MIMO系统终端多天线设计思想移动通信系统是有线与无线的综合体,是移动网络在其覆盖范围内,通过空 中接口(无线)将移动台与基站联系起来,并进而与移动交换机相联系(有线) 的复合体.天线位于收,发信机和电磁波传播空间之间,并在这两者间实现有效 的能量空间分布和传递,是系统中不可缺少的组成部分.精心设计天线的辐射特性,可以控制电磁能的空问分布,进而提高资源利用率,优化网络质量.随着数据业务的发展,各种移动通信系统对天线提出了越来越高的要求, MIMO系统作为多媒体通信系统,更是将对天线的要求提高到了前所未有的高度. 对于MIMO系统移动终端来说,其所能提供的天线分布空间极其有限(对于单天 线来说已是相当苛刻,更不用说如此有限的体积内需要进行多天线的布局),多天 线的设计相当困难;因此,在多天线的设计过程中,应当综合考虑天线的体积, 效率和多天线间信号的空域相关性等各方面因素. 本章首先介绍MIMIO系统终端天线的设计要求,然后系统研究天线分集技术 并在此基础上给出了满足系统性能需求的终端多天线的设计思想与技术途径.2.1.MIMO系统终端多天线设计要求拙劣的天线设计不但会降低MIMO信道的性能,还可能会导致收发设备的损 坏.因此,深入理解MIMO系统对多天线的设计要求是至关重要的.根据MIMO 技术的特点,其对移动终端天线设计的基本要求可归纳如下: 1.充分利用空间维度的信息,即采用天线分集技术,获取分集增益,主要包 括空间分集,角度分集与极化分集. 2.展宽天线单元波瓣以尽可能接收方位向的散射达波,或激发丰富的传播多 径,有效利用空间资源.3保证天线单元足够的增益,改善系统的信噪比与抗干扰性能.4.提高天线单元间的隔离(包括极化隔离与端口隔离),保持达波信号的相对独 立性,降低天线自身引入的相关性. 5.减小天线单元的后向辐射,降低天线与人体之间的相互影响,包括天线的 人体吸收比率(SAlt)与人体对天线性能的影响.第二章MIMO系统终端多天线设计基础6采用合理的天线结构,使天线结构尽可能简单以降低加工的复杂度;同时, 由于移动终端的内部空间有限,天线应具有低轮廓,小体积,轻质量的特 点.另外,作为商业化的产品,降低成本是每一个设计者都应该追求的目 标,因此天线应保证低成本. 综上所述,MIMO系统对天线设计的基本要求可概括为:多分集,宽波瓣, 合理的增益,低相关,低SAR,合理的结构.针对这些基本要求,在天线设计中,应当综合考虑许多实际因素的影响,比如天线的单元形式,阻抗匹配,单元方向图,极化特性,多天线间距,多天线布局与多天线间的互耦等.2.2.MIM0系统终端天线研究现状就目前所收集的资料来看,专门针对移动端的MIMO多天线设计和针对性测 试的资料并不多,且大多应用于PDA或笔记本电脑中.[27]给出了一种双印刷倒F 天线应用到笔记本电脑的MIMO通信中;f28]给出了一种新型的宽带四臂盘旋天 线,通过不同的馈电可在同一付天线上激发四种模式,结合了方向图和极化分集, 可应用于MIMO通信,但其半径达到o.67a,只能应用到在移动Pc等较大体积. 的终端中;文[29]中,提出用四个印刷偶极子或印刷倒F天线来实现MIMO通信, 但为增加隔离,地板达到了0.7丸+o.368无;【30]中在面积为o.25九的模拟手机PCB 板上利用一个螺旋天线和一个L型内置天线,实现手机上的多天线设计,但只局 限于两个天线.文[31]测试了几种天线布局下的信道容量,测试结果表明:一,即 使信号的包络相关系数达到O.5,信道容量的下降也并不明显;二,采用极化和空 间分集时,所得到的信道容量最高.2r3.天线分集技术从上一章我们知道,MIMO系统本质上是空间复用与空间分集的结合,天线 分集增益的有效获取是MIMO系统获得理想效果的前提.因此,尽可能的采用各 种分集技术,获取分集增益,可谓MIMO系统天线设计的重中之重.为了能够灵活的使用分集技术,有必要对天线分集技术做一个简单的阐述. 分集技术主要包括以下五种形式:时间分集,频率分集,空间分集,极化分 集以及方向图分集,前面两种方案属于编码与信号处理范畴,后面三种则属于天线分集的范畴.电子科技大学硕士学位论文2'3.1.空间分集空间分集是最常用的分集形式.所谓空间分集,就是用多副天线在相隔一段 距离的不同位置上接收同一信号的一种分集形式,当天线间间距大于相干距离时[32],每个天线接收到的信号可以认为是不相关或低相关的.采用空间分集的接收机拥有很多方向图相似的天线(例如共极化天线),每根天线为无线通信提供了一 个分离的无线信道.一个纯粹的空间分集设计中,每根天线的方向图和极化方式 都是相同的.空间分集的分集性能与传播环境和分集合并方式紧密相关.在基站端,由于多径角度扩展较低,需要用于空间分集的天线单元间距较大口&,而在移动终端, 周围环境的多径较为丰富,尤其是在室内环境中,即使用于空间分集的天线单元 间距小到只有0.5^,MIMO系统也能够获得良好的解相关性能【3&.2-3.2.方向图分集方向图分集又称为角度分集口&,由于地形地貌等传播环境的影响,从不同方向远离发射端或抵达接收端的多径信号不是完全相关的,因此采用方向性波束在不同角度发射或接收,可以获得分集效果[3&.如可在基站端采用开关波束智能天 线【3 6]和多模天线实现角度分集,这些不同的天线方向图以加权方式将多径信道重 新合并,从而每个天线产生一个不同的信道. 相较于空间分集,方向图分集最大的优点在于可以克服空间分集安装空间需 求大的缺点.但是,其分集性能与来波到达角的角谱扩展大小具有紧密的联系, 在基站端,来波到达角谱的扩展较小,容易造成来波方向位于其中某付天线的旁瓣,引起很大的接收功率差,进而导致分集增益的失败.在移动端,来波到达角谱的扩展大,可以有效实施方向图分集.2.3_3.极化分集极化分集是具有不同极化的天线接收彼此正交的极化分量来获取分集增益的 一种分集手段,其工作原理基于M1MO无线信道的极化特征.信号在无线信道的 传播过程中,会进行多次反射,折射和散射,造成信号极化状态的改变;由电磁 场理论可知,正交极化分量的反射,折射系数是不同的,这就导致在每一次的反 射或者至少是其中的一些反射中,正交极化分量的幅度,相位变化产生了差异.理想情况下,经过足够多的随机反射后,接收信号的正交极化分量彼此独立,并第二章MIMQ系统终端多天线设计基础且与发射时的极化状态无关,这就是正交极化分量去相关的机理【&】.对于无线信 道这种极化扭转的性质,可以用交叉极化鉴别度(XPD)来衡量. 假设发射端以垂直极化发射,那么XPD可以定义为旺61:XPDv&2等2其中,(2-1)盯品为经过无线信道传播后在接收端收到的垂直极化功率,盯石为接收到的水平极化功率,所以XPD也称为垂直水平平均功率比,它在统计意义上描述了经多径环境传播后的天线接收信号.当XPD值较大时,说明这两个正交的极化分量彼此间的隔离度较高,可作为两个独立的信道传输数据;当XPD较低时,表明正交极化分量在信道中充分混合,其衰落特性不相关,可提供分集增益.研究表明【38】,对于城市环境,XPD一般为0―6dB,采用极化分集是比较合适的. 尽管天线分集可以分为以上三种形式,然而在实际应用中,我们很难独立应 用各维,而是多维联合应用,或某一维占优.2.3.4.分集性能的衡量标准决定分集性能的重要因素是分集支路之间的相关性口&,当入射波的角谱分布 一定时,天线输出信号的相关性从物理上可理解为天线对不同入射角的电磁场进 行了加权叠加后的差异程度,若不同入射角的来波是独立无关的,则各天线输出 信号间的相关性完全取决于天线的相位中心距离和各自的方向图.下面我们以两 个分集天线作为示例来阐明这一原理. 设两天线在yoz面内放置且无X向的辐射,如图2―1所示:y图2-1两任意天线放置示意图假设两天线相位中心的间距为d,根据移动终端天线的具体情况,我们作以下假定:电子科技大学硕士学位论文入射场的相位分布与入射角度无关;入射场的相位分布与场的极化无关; 入射场的相位分布是在0到360度间均匀分布.则两天线的接收信号间的电压复相关系数表达式为'39】:肫一丽瓜万霸.一凰b,一..一凰bild日brald..2,其中'(Q)=L豆(Q).[赳:(Q)+旭,(n)],7,P,/-ff酉du(2-3)吃(Q)=L云(Q)-[趁:(Q)+诅,(Q)‖洲…瓜_叩:dr2(2-4)矾,叩:分别为天线1,2的效率,P(n)是入射波能量的角谱分布,△Q为入射波的角度扩展,4:,鸣:分别为天线1,2在入射面内对z向极化波的接收电场方向图,4,,4,分别为天线1,2在入射面内对Y向极化波的接收电场方向图,营(n)是位于天线1相位中心处的来波场强,当散射丰富时,其包络服从瑞利分布,而 相位服从均匀分布.将式(2-3),(2-4)代入(2-2)并整理,有:p:世垫些竺等坐坚竺竺其中(2_s)(2―6)最=瓜忑瓦丽而石丽(2―7)式中,XPD为交叉极化鉴别度,由(2.5)可以看出,对一定的角谱分布,信号的相关性与入射面内两个主面的方向图,天线间的相位中心距离d有关.故当 两主面方向图相同时,可通过提高d获取空间分集,此时,对于均匀入射的情况, 相关系数服从零阶贝塞尔函数;当d很小,每个主面方向图中的同极化与交叉极第二章MIMO系统终端多天线设计基础化的波瓣,增益差异都极大时,主要获取的是极化分集;当d很小,每个主面方 向图中的同极化与交叉极化的增益相差不大但波瓣正交时,主要获取的是方向图 分集.文献[40100表明,为了能够获得良好的分集性能,各分集支路相关性系数应 低于0.7.2.4.移动终端多天线的设计思想与技术途径通过对其它关于MIMO系统移动多天线设计的文献的学习,根据MIMO系统 对移动终端多天线的种种要求,结合M1MO试验平台的具体工作频段,MIMO系 统终端多天线的设计思想可分为以下几点,首先,多天线布局应采用丰富的分集 方式,以获取分集增益,其次,优化天线单元的方向图使其在前向具有尽可能宽 的波瓣,而在后向减小其辐射,进而降低天线的SAR,最后,应当采取措施减小 天线单元的尺寸并实现双极化.2.4.1.采用分集技术为了获取所需的增益以及系统容量,实现MIMO的各种优势,分集技术的应用至关重要.通过对分集技术的了解,我们可以得出以下两点结论: 1.无论采用何种分集技术,由于多天线系统容量与收发天线单元数目的最小 值成正比,为了提高系统容量,多天线系统必须要有足够多的分集单元 2.移动终端内部空间有限,空间分集需要有一定距离来保证各分集支路的低 相关性,实现起来较为困难;方向图分集需要分集单元具有正交的波瓣方 向图,这同样需要一定的空间来获取;而极化分集技术不需要额外的天线 分布空间,自当为移动终端多天线采用分集方式的首选. 针对第一个结论,我们引入可穿戴天线理论[4&,将移动终端天线外置,可以 大大提升分集单元的数目;同时,将移动终端天线外置,增大了多天线的布局空 间,可以丰富天线的分集方式. 当然在采用MIMO通信技术进行通信的过程中,并不是每个用户都需要高数 据率以及大数据量的数据传输,用户也不是每时每刻都需要高数据率以及大数据量的数据传输,同时,在一些通信环境中,由于散射不足够丰富等原因,无法提 供太多的独立信道;此时选择将多天线直接集成于移动终端上,提供为数不多的 信道更为实用.由此可以得出,我们的多天线设计与布局中,应当包含两种类型,第一,采电子科技大学硕士学位论文用可穿戴式天线,将移动终端天线外置.第二,在移动终端上直接集成多天线 其应该充分利用极化分集.2.4.2.改善单元天线方向图使天线的辐射特性满足MIMO系统的要求是非常重要的,根据2.1节的描述, 对天线方向图的改善应该分成两个部分.一是尽可能展宽前向辐射的波瓣,以接收到更多的散射达波或激发起更为丰富的多径;二是尽可能降低后向辐射,减小电磁波对人体的伤害,以及人体对天线效率的影响.一般说来,适合于直接集成于移动终端上的天线形式主要包括以下两种:一, 外置式天线,如1/4^单极天线,螺旋天线等;二,内置式天线,如微带贴片天线,微带缝隙天线,平面倒F天线(PIFA)等.为了能够保证合理的增益以及较小的SAR,我们可以看出带有地板的内置式天线更符合我们的需要. 同时,对于外置可穿戴式天线来说,为了能够达到良好的共形,其对天线的 低剖面具有严格的要求,而微带天线在这方面恰好有着先天的优势,其低轮廓的特性正好满足这一要求.同时,微带天线通过其地板的反射减小了天线的后向辐射,这与减小天线SAR的要求正好不谋而合. 综上所述,为了能够有效的改善方向图以及满足可穿戴式天线的要求,带有 地板的微带贴片天线,PIFA等应当为我们天线单元形式的首选.2.4.3.实现小型化移动终端留给天线的空间非常有限,直接集成于移动终端上多天线的小型化 设计至关重要.而针对外置可穿戴式天线来说,天线载体尺寸有限,同时,为了 能够更好的与载体共形,天线的小型化也是非常重要的. 通过2.4.2小节的阐述,我们知道,微带贴片天线等带有地板的天线形式是 MIMO系统终端天线的首选,此类天线的小型化技术主要包括以下几种:一,介质基片采用特殊材料,如高介电常数的基片,磁性材料等;二,增加贴片等效电长度,如采用开槽,采用特殊形式的贴片等;三,采用加载的方式,如短路针加 载,集总参数加载,分布电抗加载等.因此,根据不同的应用情况,我们应该选 择合适的天线小型化技术方案减小天线尺寸,使之满足MIMO系统终端的各种需 求.第二章MIMO系统终端多天线设计基础2.4.4.实现双极化根据2.4.2小节的结论,MIMO系统终端单元天线应采用微带贴片天线等形式. 而对于微带贴片天线来说,在不需要额外增加天线尺寸的情况下,采用合理的馈 电位置,可以在单一贴片上实现正交的两路线极化.另外,由2.4.1小节,我们知 道,极化分集方式是MIMO终端多天线分集方式的首选,因此我们白当巧妙的利 用微带贴片天线的性质,实现双极化. 同时,对于常规的单极化系统而言,单极化一般采用垂直线极化的传播方式, 当接收天线的极化方向为水平线极化时,其与来波的极化方向完全正交,天线完 全接收不到来波的能量,这种情况下极化损失极大,形成极化的完全隔离,也就 是所谓的极化失配:当然,理想中的隔离是不可能的,但是这种极化隔离一般都 在一20dB以下了.当接收天线采用两路线极化时,可以有效改善这种状况,减小天 线极化失配引起的能量损失. 综上所述,为了更多的获取分集增益,减小天线极化失配对系统造成的影响, 在MIMO系统终端天线的设计过程中,我们应该采用合理的技术方案,实现天线 的双极化.2.5.本章小结本章首先提出了MIMO系统终端多天线的设计要求,然后给出了MIMO系统 终端天线的研究现状,之后对MIMO系统多天线设计的关键技术一一分集技术进 行了系统的研究,并阐明了衡量多天线系统分集性能好坏的标准,即分集支路的 相关性大小.最后根据MIMO系统终端多天线的设计要求,结合本MIMO试验系 统具体的工作频带,给出了系统终端天线的设计思路与技术途径,即 1.为了丰富系统分集方式,在移动终端引入了可穿戴天线技术,将终端多天 线外置,大大提升了分集单元,丰富了分集方式2.对于直接集成于终端设备上的多天线来说,分集方式应首选极化分集方案3.为了降低天线SAR,单元天线应采用带有地板的微带贴片天线,PIFA等 4.结合移动终端的特点,各种天线形式应当充分利用小型化技术5.针对微带天线的特点,天线应选用合适的馈电方式,实现双极化电子科技大学硕士学位论文第三章微带天线设计及在移动终端多天线系统中的应用由第二章设计思路可知,在本论文的多天线设计中,天线单元主要形式应为 微带天线.所谓微带天线,即在带有导体接地板的介质基片上贴加导体薄片而形成的天线【4&.它可利用微带线和同轴线等馈线馈电,在导体贴片和地板之间激励起电磁场,并通过贴片四周与地板间的缝隙向外辐射. 虽然微带天线提出至今不过50年的历史,但由于其低剖面的特点,使得它在 短短的几十年时间就得到了广泛的研究与应用,并成为了天线领域中一个专门的 分支.随着微带天线在理论与应用的深度上和广度上的进一步发展,其应用正在与日俱增.为了能够在移动终端多天线设计过程中灵活运用微带天线的种种特性以及其 小型化,双极化的各种技术方案,有必要对微带天线进行系统而全面的了解.本章首先简要介绍微带天线的分类与其优缺点,然后介绍微带天线的分析方 法与馈电方式,接着系统地介绍了MIMO移动终端微带天线的小型化与双极化技术,为后面具体的多天线设计提供合适的技术方案.3.1.微带天线概述 3.1.1.微带天线分类与优缺点微带天线根据其辐射单元形式大致可分为四类:微带贴片天线,微带振子天 线,微带线性天线以及微带缝隙天线.微带贴片天线是最常见的形式,其贴片形 式一般为规则形状的面积单元,如矩形,圆形等;微带振子天线的贴片为窄长条 形的薄片振子;微带线性天线是利用微带线的某种形变来形成辐射,如直角弯头或弧形弯头等,其大多沿线传输行波;而微带缝隙天线则是利用开在接地板上的 缝隙来产生辐射.相较传统的其它天线,微带天线主要有以下优缺点: 优点:1.体积小,重量轻,低剖面,能与载体共形; 2.制造简单,不需要背腔,成本低;第三章微带天线基本理论3.易于和微带线路集成,易于实现双频与多频工作; 4.便于实现圆极化,双极化等多功能工作. 缺点: 1.带宽窄; 2.有导体和介质损耗,并且会激励表面波,导致辐射效率降低; 3.端射性能差; 4.功率容量较低,一般用于中,小功率场合. 不过,针对上述缺点,现已发展了不少的技术手段来克服,例如,常规设计 的微带天线相对带宽约为中心频率的(1～3)%,但现有手段已经可以达到50% 以上.3.1.2.微带天线分析方法天线分析的基本问题是求解天线在周围空间建立的电磁场或天线上的分布电流,进而求解其方向图,增益和输入阻抗等天线指标.微带天线的分析方法主要有: 1.传输线法或改进的传输线法,该法将贴片看作是场沿横向无变化的微带线 谐振器,以并联电阻表征辐射能量,并联电容代替开路端的边缘效应,这 是一种一维近似,其主要应用于矩形贴片. 2.腔模理论,该理论将贴片与地板间区域看作理想谐振腔求得内问题,再以 惠更斯原理求解外问题,这是一种二维近似,主要应用于各种形状规则的贴片,但基本限于基片厚度远小于天线波长的情况. 3.数值方法,这是最严格而计算最复杂的分析方法,包括有FDTD,FEM,积分方程方法等.理论上,其适合于任意结构,任意厚度的微带天线,但实际上,其要受到计算模型的精度和计算时间的限制. 随着微带天线的不断发展,以上三种理论仍在进一步的完善;同时,也出现了一些别的分析方法,如基于对积分方程简化的格林函数法,以及对腔模理论进 一步扩展的多端网络法.I.一维近似一传输线模型 传输线模型是最简单而又适合某些工程应用的理论模型,它是芒森于1974年提出的,后由德纳里德等人作了进一步的发展.图3―1是此种方法的物理模型.电子科技大学硕士学位论文图3-1传输线法物理模型传输线方法基于以下两点假设:1.微带贴片与接地板构成一段微带传输线,传输准TEM波,波的传输方向根据馈电点确定.Lz无/2,A.为准TEM波的波长,场在传输方向为驻波 分布,而在垂直方向,也就是图中w方向为常数.2.传输线的两个开口端等效为两个长为w,宽为△L的辐射缝,缝口径场即 为传输线开口端场强.由以上两点假设,我们可以得出两缝上切向电场均为x方向,且等幅同相,每个缝隙可以等效成一个磁偶极子,其磁流为M. M=yZVo/h(3一1)式中,因数2是由于接地板的镜像作用;K是缝隙两端的电压,在整个缝宽 上,K不随x变化.在各种方法中,传输线法最为简单也最为直观.利用这一概念可以清楚地说明辐射的机理,可惜的是,由于传输线模式的限制,它难以应用在矩形贴片以外 的情况,而对于计算矩形贴片天线,传输线模式相当于腔模理论中的基模.在谐振频率上,计算的场分布与实际吻合较好,参量计算符合工程精度,但失谐大时,场分布误差较大,计算变的没有实际指导意义.同时,基本的传输线法对谐振频 率的估计是不够准确的,利用一些修正方法(如等效延长)可以将误差减小到1% 以内;如果通过样品实测谐振频率,然后再进行调整,传输线法效果应当更好. II.二维近似～腔模理论第三章微带天线基本理论罗远祉(YTLo)等在1979年提出了腔模理论,该理论是在微带谐振腔分析的基础上发展起来的.实际上,谐振型微带天线的形式与微带谐振腔并无显著区 别,因此借助于谐振腔理论是很自然的.分析微带谐振腔的一般方法是,规定腔 的边界条件,找出腔中的一个主模,从而计算出谐振频率,品质因数以及输入阻 抗等:把这种方法移植到微带天线中来,称为单模理论.这种简单的方法正如传 输线法一样,计算并不复杂,因而为工程界广泛采用. 该理论基于微带基片较薄的假设,其将微带贴片与接地板之间的空间看成四 周是磁壁,上下为电壁的谐振空腔(漏波空腔);根据边界条件利用模式展开法或 模式匹配法解出该区域的内场;天线辐射场则由空腔四周等效磁流的辐射来得出, 天线输入阻抗可根据空腔内场和馈源激励条件来求得. 腔体模型的电场与磁场由以下公式推导得出:Em.=y.Z(3―2)H..=Z.V:y../jcop(3-3)(V;+《.)y,=0根据边界条件,可以得出在磁壁上:(3―4)坐生:o(3―5)式中,V,是相对于Z轴的横向V算子,y,.是矩形微带贴片辐射场的解,对于 TMmn模,其谐振波数knm为km.=‰厉本征函数丸.展开.Ez分量可写成(3―6)假定微带天线的周界可用理想导磁体围起来而不会扰动其场分布,则场可用E硼.窆m=0砉耸掣h.010(3―7)&M'式中,k2=er(1一jtan&)ko,ko=2rc/2q;tan占是介质的损耗角正切电子科技大学硕士学位论文仉=120nf2.小,y)=E三On矿EOm cos(等]cos(等]效宽度.(3-s)其中氏.和氏.是黎曼(Neumann)数,d是沿Z方向等效均匀馈电电流带的有由于已经知道了腔体内部的场分布,将惠更斯原理用于腔体磁壁上,可以确 定出周界上的磁流源M(x,Y)=2h×噩进而,方向图,辐射功率,输入阻抗等均可由磁流源计算得出. III.全波数值分析(3-9)上述两种方法均没有考虑电场在与贴片垂直方向的变化,这种简化使得其仅 适合分析规则形状的薄微带天线,但对厚而复杂的结构却无能为力.微带天线的 全波数值分析在理论上可以分析任何结构的微带天线,并自动将天线间的互耦考虑进去.一般的数值方法有FDTD,FEM和积分方程法.FDTD采用时间和空间的中心差分对Maxwell方程直接离散化,主要具有两大 优点:一,在计算复杂结构的电磁问题时具有非常大的灵活性,二,通过一次计算就可得到宽频带信息.但同时,其在计算辐射问题时需要设计合理的吸收边界,因此增加了计算的复杂度. FEM,即有限元法,适用于任意复杂的结构,而且产生的矩阵为稀疏的带状 矩阵,其缺点是当单独使用有限元方法时,要求将离散区域扩展到远离源区处才 能够强加辐射条件或者引入适当的吸收边界条件或完全匹配层,因而增加了变量的数目和计算的复杂度.一种改进方法是采用矢量有限元方法与边界积分方法的结合,它的一般原理是引入一个包围结构或非均匀目标的虚构边界,在这个边界 内部的场用有限元方法的公式给出,外部区域的场则用边界积分表达.这两个区 域中的场在虚构边界上通过场的连续性耦合起来,从而得到一个内部和边界上场解的耦合方程组.这样使得该方法,既克服了两者的缺点,又同时保留了它们的优点【4&,具有广泛的实用意义. 积分方程法以电流为未知量,建立积分方程,并以矩量法求解,它自80年代 以来获得了广泛的应用和发展,出现了多种分析技术,如空域或谱域矩量法,谱24第三章微带天线基本理论域导抗法,精确镜像法等.这些技术虽然具体计算方法有所不同,但大体上都是 先以某种程式导出满足边界条件的空域或谱域格林函数来建立微带结构的电流积 分方程(或导抗矩阵),然后用矩量法求解. 本文的天线设计工作将以基于FEM的电磁仿真软件AnsoR HFSS以及基于积 分方程方法的Ansoft Designer作为仿真工具.3.1.3.微带天线馈电方式天线作为一种能量转换的器件,其主要功能就是将自由空间中电磁波的能量 以及传输线中导行电磁波的能量进行相互转换.具体说来,发射天线将发射机输 出回路的高频交流变为辐射电磁能,即变为空间电磁波.相反,接收天线把到达 的空间电磁波变为高频交流能,传送到接收机的输入回路.从发射机到天线以及 从天线到接收机之间的连接是必须依靠馈线来实现的. 对天线的馈电包括对单元天线的馈电以及天线阵列的馈电,由于本论文不涉 及天线阵列的设计,因此下面只讨论对单元天线的馈电方法. 微带单元天线馈电方法主要有以下三种方式:一,微带线或共面波导侧馈; 二,同轴线背馈;三,电磁耦合馈电.I.同轴线馈电 同轴线背馈是将同轴线的内导体穿过地板和基片,焊接到辐射贴片上,外导体接到地板上.用同轴线馈电的优点是: 1.馈电点可以选择在贴片内的任何所需位置,便于匹配. 2.同轴电缆置于接地板下方,避免了对天线辐射的影响. 这种馈源方式的理论模型,可表示为Z向电流圆柱与接地板上同轴开口处的 小磁流环.其简化处理是略去磁流的作用,并用中心位于圆柱中心轴的电流片来等效电流柱.一种更严格的处理,是把接地板上的同轴开口作为准TEM波的激励源,而把圆柱探针的效应按边界条件来处理.II.微带线或共面波导馈电微带线与共面波导侧馈是将共面的微带线与辐射贴片直接连接,贴片可看作 是微带线的延拓.用微带线馈电时,馈线与微带贴片是共面的,因而其最大的优 点是加工方便,便于集成.但这时馈线本事也要引起辐射,从而干扰天线方向图, 因此在天线设计时,一般要求微带线宽度w应远远小于波长.利用微带线等进行侧馈时,调节匹配主要依靠选择馈电点的位置来实现,具电子科技大学硕士学位论文体有以下两种方式:一,馈电点沿着馈电边移动,此方案阻抗调节范围较大:二,馈电点镶入贴片内部.无论采用上述哪一种方法,馈点位置的改变都将引起馈线 与天线间耦合的改变,并使得天线谐振频率有一个小小的漂移,但方向图一般不 会受到太大的影响(只要仍保证工作于主模).频率的小漂移则可以通过稍稍修改 贴片尺寸来补偿. 利用微带线侧馈时,为了避免不连续性对贴片场分布的扰乱,一般需要在微 带线经过九/4之后再对其焊接转接头,这无疑大大的增加了微带天线的尺寸,与 MIMO系统终端所要求的小型化格格不入,因此,在后面具体的多天线设计过程 中,我们应尽量不选用这种方案.III电磁耦合馈电单层的薄基片微带天线的带宽一般只有2%以下,增大带宽主要依靠增大介质 基片的厚度:然而,随着基片厚度的增加,上述两种馈电方式会带来不易匹配和 交叉极化辐射增大等问题. 为了解决