电源管理――原理、问题和器件
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利用IC进行时序控制图３示出如何使用ADM6820和ADM1086电源时序控制IC正确可靠地时序控制同一系统中的电源电压。内部比较器会检测电源电压何时超过精密设定值。经过可编程的启动延迟之后产生输出，从而使得ADP3309和ADP3335稳压器能按照需求的时序工作。使用电阻比值来设定阈值；利用一只电容器来设定延迟时间。市面上可提供多种多样的电源时序控制IC。有一些器件具有能够直接启动电源模块的输出，并且可提供多种输出配置。有些IC包含内置电荷泵电压产生器。这点对于需要对上行产生时序控制，但却又欠缺高电压源（例如，12 V电源）的低电压系统特别有用，用以驱动N沟道FET栅极。许多这类器件也具有允许(enable)引脚，可以接受来自于按钮开关或是控制器的外部信号，以便在需要时能够重新启动时序控制或者关断所控制的电源。集成的电源系统管理有些系统具有许多电源，这类应用对于需要使用大量IC和利用电阻器和电容器来设定延迟时间和阈值幅度的分立式作法而言，会变得过于复杂、耗费成本，而且也无法提供适当的性能。图２．四组电源系统的基本分立式时序控制图３．使用监测IC实现的对对电源系统时序控制时序POWER GGOD=电源准备好SIGNAL VALID=信号有效SYSTEM RESET=系统复位图４．一个用于八组供应系统的集中式排序以及监测解决方案考虑一个具有八组电源，需要复杂电源启动的时序控制系统。必须监测每组电源，以免产生欠压或过压故障。当产生故障时，根据故障机制，要么关断所有电源电压，要么初始化关断电源时序。此外，必须根据控制信号的状态采取执行措施，并且必须根据电源的状态产生标志位。要利用分立器件和简单的IC来完成如此复杂的电路，可能需要动用数以百计的单独元件、占用很大的PCB面积以及便随的大量成本。在具有四组或更多电源系统中，使用一个集中式的器件来管理电源会是比较合理的作法。这个方法的一个例子可从图４中看到。集中式监测和时序控制ADM106ｘ Super Sequencer超级时序控制器系列仍然使用比较器，但是有一些重要的不同点。每个输入端都有两个专用的比较器，以完成欠压和过压检测，这样便可对ADP1821和ADP2105DC/DC变换器和ADP1715 LDO所产生的电压提供区间监测。欠压故障是电源启动之前的正常状态，因此这个状态为时序控制提供指示。过压状态通常表示一种严重故障――例如FET或电感器短路，所以必须立即行动。系统具有电源数量越多通常也会越复杂，因而受精度限制越严格。另外，在低电压状态下（例如1.0V和0.9V）利用电阻器来设定精确的阈值也成为问题。虽然在５V电源上可以接受10％的容许误差，但这个容许误差对于１V电源来说不能接受。ADM1066在最坏情况下允许输入检测器比较器的阈值设定在１％范围内，而与电压值（低到0.6 V）无关，并且工作在该器件允许的整个温度范围，这可增加每个比较器的内部尖峰毛刺滤波和延迟。它的逻辑输入可以用来启动电源上电顺序、关闭所有的电源、或执行其它的功能。这些来自一组比较器并且送往功能强大和灵活的状态机内核的信息，可用于以下几种用途：时序控制：当最近被允许的电源输出电压进入到一个比较器区间内，可触发一个时间延迟以便按照启动电源的时序开启下一个电源。具有多重电源启动和电源关闭时序，或是具有差异甚大的电源启动和电源关闭时序的复杂时序控制都可以做到。超时：假如一个已被允许的电源电压并未按照预期上来，可以执行一套适当的反应作业（例如产生一个中断信号或关闭系统）。相对之下，纯模拟的解决方案只会悬挂在时序中的那点上。监测：假如任一电源上的电压超出了预设的区间，可以依据发生故障的电源、发生故障的类型和当前的工作模式，执行一套适当的反应作业。具有五组以上电源的系统通常都相当昂贵，因此全面的故障保护是极为重要的。即使系统内可用的最高电压只有3V，但仍可以采用内置电荷泵产生出大约12 V的栅极驱动，从而允许输出能够直接驱动串行n沟道FET。其它额外的输出能够允许或关闭DC/DC变换器或稳压器，允许一个输出能够内部上拉到一个输入或内置稳压电压。这些输出也可以被当作漏极开路使用，也可以当成状态信号使用，例如电源准备好或是电源复位。假如有需要的话，状态LED可以直接由这些输出来驱动。电源调整除了能够监测多组电源电压以及提供复杂的时序控制解决方案之外，ADM1066这类集成电源管理器件，还可提供暂时性或是永久性调整个别电源电压的工具。DC/DC变换器或稳压器的电压输出，可以通过调整该器件上的调整节点或者反馈节点上的电压来改变。一般来说，一个模块中介于输出与地线之间的电阻分压器，会在调整引脚和反馈引脚之间设定一个标称电压，从而设定出一标称输出电压。通过切换反馈回路中的额外电阻器或者控制可变电阻的简单机制，便可改变调整电压和反馈电压，进而调整输出电压。ADM1066配备有数模转换器（DAC），可以直接控制调整节点和反馈节点。为了得到最大的效率，这些DAC不会在地线与最大电压之间工作，而是会以标称的调整电压或反馈电压为中心点，在一相当窄的区间中工作。衰减电阻器的阻值会经由DAC的每个LSB改变，来对电源模块输出的递增变化产生比例缩减的效果。这种开环调节方式提供了提升边限或者降低边限的标准，相当于那些利用参考电路中的数字电阻切换所获得的结果，并且可以将输出调整到类似的精度。ADM1066还包含一个用来测量电源电压的12 bit模数转换器（ADC）， 以方便实现一个闭环电源电压调节方法。通过给定的DAC输出设定，电源模块的电压输出可由ADC予以数字化，并用软件方法与所设定的目标电压进行比较。这样，便可调整DAC来校正电压输出，使其尽可能接近目标电压。这个闭环调节方法提供了一个非常精确的方式来调整电源。使用了闭环方法，就与外部电阻的精确度完全无关。在图４中，DC-DC4的输出电压便是利用其中一个内置DAC来加以调整的。这种电源调节方案有两个主要用途，第一是电源容限的概念，也就是当电源处于设备规定的电源电压范围的边界值时，测试系统做出的反应。要求数据通讯、电信、蜂窝电话基础设施、服务器、和储存区域网络设备等制造商在将他们的系统交给终端客户之前必须严格测试。系统中的所有电源电压都应该在一定的容许误差范围内工作（例如±5％、±10％）。电源容限特性允许所有的内置电源电压通过确保正确工作所做的测试，调整到容许误差范围的上限和下限。具有电源调整能力的集中式电源管理器件，便可以用来进行这种电源容限测试，同时只需要完成一次测试所需的额外器件和PCB面积最小――在制造商的测试地点完成容限测试期间。四角区域测试――也就是通常需要在工作电压和温度范围进行测试，因此ADM1062除了具有闭环电源电压容限检测电路之外，还集成了温度检测和回读功能。电源调节方案的第二个用途是为了补偿工作现场的系统电源电压的波动。有许多的原因会造成电源电压波动。就短期间而言，当温度改变时，电压的轻微改变是十分常见的；就长期来说，某些器件的参数可能会随产品的长期使用而产生轻微的漂移，这可能也会导致电源电压的漂移。ADC以及DAC环路可以周期性地被启动（例如每10，30，或60秒），再结合了软件校正环路，便能够将电源电压保持在其应有的状态。使用灵活性ADM1066具有内置非易失存储器，所以当系统的时序与监测需要在开发过程中逐步发展时，允许按照需求进行多次重新编程。这意味着硬件设计可以在产品原型设计的初期完成，而且监测和时序的最优化可以随着项目的进展来进行。诸如数字温度测量和电压量测之类的功能，可帮助简化并加速评估过程；而容限调整工具允许电源电压在开发周期内进行调整。因此如果有关键性ASIC、FPGA或者处理器也正处在开发阶段，且由于新版芯片的出厂使得电源电压的标准或者时序需求处于不断改变的状态时，可以通过软件图形用户界面（GUI）来完成简单的调整。这样可以在几分钟内对电源管理器件重新编程，以便将变化考虑进去，而不需要对内置的器件做实体的改动，或者更糟的状况――重新设计硬件。结论电源电压组数的不断增加和电源电压时序控制技术的兴起，增加了所有类型器件和系统――从笔记本计算机、个人计算机、机顶盒、汽车系统到服务器与储存器、蜂窝电话基站、乃至于因特网路由器和交换机系统――的电源设计工程师的要求。相对的，更严格的测试程序、收集新的信息水平、以及快速而简单的编程能力也都受到关注，特别是中高挡系统。为了提升系统的鲁棒性、可靠性，并加入这些至关重要的新特性，市面上已推出许多新的电源管理IC可供使用以帮助解决这些安全、有效问题，使PCB面积最小，同时缩短产品上市时间。
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什么是电源管理？
电源管理是指如何将电源有效分配给系统的不同组件。电源管理对于依赖电池电源的移动式设备至关重要。通过降低组件闲置时的能耗，优秀的电源管理系统能够将电池寿命延长两倍或三倍。
什么叫电源的功率因数？
PFC是电脑电源中的一个非常重要的参数，全称是电脑功率因素，简称为PFC，等于“视在功率乘以功率因素”，即：功率因素=实际功率/视在功率。 功率因素：功率因数表征着电脑电源输出有功功率的能力。功率是能量的传输率的度量，在直流电路中它是电压V和电流A和乘积。在交流系统里则要复杂些：即有部分交流电流在负载里循环不传输电能，它称为电抗电流或谐波电流，它使视在功率( 电压Volt乘电流Amps)大于实际功率。视在功率和实际功率的不等引出了功率因素，功率因素等于实际功率与视在功率的比值。只有电加热器和灯泡等线性负载的功率因素为1，许多设备的实际功率与视在功率的差值很小，可以忽略不计，而像容性设备如电脑的这种差值则很大、很重要。最近美国PC Magazine 杂志的一项研究表明电脑的典型功率因素为0.65，即视在功率(VA)比实际功率(Watts)大50％！
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基于dsPIC单片机的单相逆变电源的设计
发布日期：
&&作者：哈尔滨工业大学电气学院
&&浏览次数：23196
要】：本文介绍的是一个PI控制单相逆变电源的设计过程。根据单相电压型逆变器电路模型，建立了逆变器开环系统的传递函数，利用dsPIC单片机设计了一个单相逆变电源。逆变电源的仿真和实验结果表明：增加了电压有效值反馈闭环后，逆变器对输出电压的控制能力明显提高。
随着工业技术的飞速发展，自动控制技术和电力电子技术的重要性得到了广泛的提高。逆变电源是结合了二者技术的产物，它的作用是把从电网上得到的质量较差的恒频恒压交流电能或者直流蓄电池电能、太阳能电池能等变换为电能质量较高的，输出电压和频率稳定的交流电能，提供给交流电机的传动、变频电源、有源滤波器和电网无功补偿器等使用。
本文介绍了单相逆变电源的数学模型。设计了一个基于PI控制的单相逆变电源，通过系统开环和闭环状态下的仿真和实验输出波形对比，对PI控制的控制性能进行了验证。
2逆变器数学模型与分析
逆变电源主电路部分是一个单相全桥SPWM逆变器，其基本电路结构如图1所示。
图1 逆变电源主电路结构
由于逆变器两桥臂输出的波形为PWM波，因此桥式电路可等效视为电容两端加了一个输出单极性SPWM脉冲波的电压源Uin。同时，系统的负载类型不定，考虑到环节的负载效应，将负载的扰动电流Io也视为输入源。
通过上述等效，整个电路可等效为图2所示电路。
图2 主电路等效结构图
在此模型中，对电路进行了理想化的假设：
(1)直流母线电压Udc为恒定不变的;
(2)功率开关管为理想器件;
(3)输出电压基波频率及LC滤波电路自然震荡频率远低于开关频率。
以流经滤波电感的电流IL和滤波电容两端电压UC为状态变量，可得上述模型在连续状态下的状态方程：
将上述方程转换为复频域的形式，可推导出系统的状态方框图，如图3所示。
图3 系统的状态方框图
其中，根据SPWM波形调制规律，输入Uin为：
式中：Um&&调制信号幅值（V）
Uc&&三角载波信号峰值（V）
由图3，可得出系统的传递函数：
从传递函数可以看出，这是一个二阶滞后系统。
3主电路设计
设计要达到的具体指标为：功率2kW，输入为400V直流电源，输出波形为220V正弦工频交流电压。对于输出电压波形，还应满足以下要求：逆变器输出频率变化范围应不超过规定值的5%;逆变器输出谐波分量应小于或等于5%。
3.1驱动电路
主电路主要以两桥臂的全桥电路为主，同时增设了相应电路来完成对驱动信号的处理。驱动信号处理电路如图4所示，图4中元件U1为DS3486M。驱动电路如图5所示。
图4 驱动信号处理电路
图5 驱动电路
信号分别经四路如图5所示的驱动电路，得到15V驱动信号HA，再分别送入4个开关器件内，即可对主电路实现SPWM调制。
3.2滤波器的设计
设计滤波器时，应主要考虑以下内容：
（1）输入电流和输出电压的THD或单次谐波含量均应降低到允许的范围；
（2）不致过分增加整机的设计容量，即滤波电容不会过多增加功率开关电流；
（3）滤波电感基波压降小，负载变化所引起的输入、输出电压波动小；
（4）滤波器体积、重量小，成本低。
考虑到成本和体积，拟采用LC单级滤波器作为滤波部分。单级LC滤波器k次谐波的等效电路如图6所示。
图6 单级LC滤波器k次谐波等效电路
电源侧第k次谐波电流有效值相量为：
其中，k为谐波次数，&=2&/TS为脉动电流的基波角频率，亦即逆变器的开关角频率，Idk为逆变器输入电流的n次谐波有效值。&r为LC输入滤波器的谐振角频率。
电源内阻很小，可忽略不计。则由上式可得：
由此可见，谐波次数越高，对应的电源侧谐波次数的分量就越小，并且，在脉动直流电流基波角频率不变的情况下，可以通过增大滤波电感L、滤波电容C来降低电源侧谐波电流（即减小输入滤波器的谐振角频率&r，从而减小&r/&的值）。
在当前设计中：
&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&& &=2&&20kHz=125663rad/s&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&& (6)
为使&r/&足够小，可取：
&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&r=0.005&=6.2831rad/s&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&& (7)
此时，滤波器的截止频率远小于开关频率（20kHz），并且大于输出电压的基波频率，经计算，其为100Hz。
由此可得：
&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&& LC=2.5&10-6&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&& (8)
对于电感、电容各自参数的选取，一般以电感为主进行设计。如果电感选取过大，则影响输出电流的跟踪速度，使得系统动态响应过慢，降低稳态精度；而电感选取过小，则使输出电流的开关纹波加大，必然增大磁滞损耗，同时也使波形变差，增大输出电流波形的THD。电感设计首先满足电流上升率的要求：
由此可确定电感的最大值。再由电流最大纹波的限制，可得到电感量的最小值，通过这两个约束条件可计算出L的范围[1,2]。
通过仿真中进一步调试，最终选取滤波电感L=2.5mH。
再根据LC滤波器已确定的截止频率，可计算出滤波电容C=1000uF。
4控制电路设计
dsPIC是一款结合16位单片机控制特点和DSP高速运算优点的新型芯片，DSP即数字信号处理器，是在数字信号处理的各种理论和算法的基础上发展起来的，用于完成各种实时数字信息的处理，随着高性能DSP控制器的出现，逆变电源的全数字控制成为现实。
为实现PI控制方案，选用型号为dsPIC30F4011的控制芯片来完成对逆变器的控制。控制电路主要分为以下几个部分。
首先，是控制芯片外围电路，如图7所示，图7中14、15引脚输出PWM1H和PWM1L信号（记为AH、AL），10、11引脚输出PWM2H和PWM2L（记为BH、BL）信号。21引脚采样母线电压Um，22引脚采样输出电压有效值Ud，35、36引脚分别接运行和故障指示灯，通过指示灯的状态能够判断出系统软件的运行状态。
图7 dsPIC30F4011芯片外围电路图
生成的PWM信号需要进行初步的处理，如图8所示，AH、AL、BH、BL信号经反相器整形之后，产生PWM1~PWM4四路信号，再经DS3487差分后生成P1+、P1-至P4+、P4-八路驱动信号送入主电路进行进一步处理。
图8 PWM信号处理电路
采样电路如图9所示。在图9a)中，输出电压滤波后，通过U1、W1两个端点输入传感器CHV-25P，生成0至3V之间的电压Ub，Ub经图9b)中的运放和偏置电路生成0至5V之间的电压信号Ub1，Ub1送入图9c)中所示的元件AD637中，这是一个有效值采样元件，其输出Ud即为Ub1的有效值。控制过程中的有效值采样就是通过这三部分电路共同完成的。
a) 霍尔传感器电路
b) 运放和偏置电路
c) AD637有效值采样电路
图9 采样电路
dsPIC30F4011芯片内部集成了脉宽调制模块和10位AD转换器，通过适当的初始化程序，便可完成PWM调制信号的生成、输出电压采样等功能。由于SPWM调制中需要用到正弦波，而产生正弦波形最简便的方法就是使用查找表。在每个PWM周期中，通过调用正弦查表子程序可以计算出A、B两相各自的占空比[3]。本系统使用的正弦表在每个周期内包含360个点，即每一度查表一次，每个输出电压周期内有360个开关周期，由此可计算出当PWM的开关频率为18kHz时，可保证输出电压频率为50Hz。A、B两相查表时应保持180&的相位差，这相当于A、B两相的调制波为互为反相的两个正弦波，据此查表结果设置占空比寄存器PDC值，即可保证调制方式为单极性。
系统查表子程序流程图如图所示，主程序流程图如图所示，中断子程序流程图如图所示。
&&&&&&&&&&&&&&& b) 主程序流程图&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&& &&& &&&c)PWM中断子程序流程图&&
图10程序流程图
5仿真和实验
在matlab软件simulink环境下进行仿真[4]，主电路图如图11所示。
图11 主电路的simulink仿真
PI参数为：Kp=0.002，KI=0.07。
在负载R=100&O，L=5mH时，输出电压波形的仿真结果如图12所示。输出电压幅值为311.1V，THD=0.16%。
a) 输出电压波形&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&& b) 输出电压傅立叶分析结果
图12 闭环负载R=100&O，L=5mH时，输出电压波形
将系统的开环程序写入dsPIC30F4011芯片，连接硬件电路，采用40V直流电压作为输入。首先进行空载实验，输出电压波形如图13所示。其中A路输出为滤波后波形，B路输出为滤波前PWM脉冲波波形。加上40&O电阻器作为负载，重新测得输出电压波形如图14所示。
图13 开环空载输出电压&&&&&&&&&&& &&&&图14 开环40&O电阻负载输出电压
可以看出开环时，加上负载后，输出电压幅值有较大的下降。闭环系统能够对负载变化后的输出电压进行有效的调整，当Kp=0.2，KI =0.2时，突增和突卸负载的有效值反馈信号波形如图15所示。相应的输出电压波形如图16所示。
可以看出，经闭环调节，可保证有效值反馈信号稳定在一个数值上，从而保证了输出电压幅值的稳定。当突增负载时，输出电压幅值先降后升，但此时输出电压的调整时间约为150ms，大概在8个周期左右。动态性能得到了一定的改善。突卸负载时，输出电压先升后降，产生一定的超调，依然可以保证输出电压幅值卸载前后基本不变。只是所需调整时间较长
a) 突增40&O阻性负载&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&& b) 突卸40&O阻性负载
图15 Kp=0.2，KI=0.2时有效值反馈信号波形
a) 突增40&O阻性负载&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&& b) 突卸40&O阻性负载
图16 Kp=0.2，KI =0.2时输出电压波形
由开环系统的实验结果可以看出，在输入直流电压不变的情况下，当负载发生变化时，输出电压的幅值变化较大，而且正弦度也并不理想。增加了电压有效值反馈闭环后，逆变器对输出电压的控制能力明显提高，无论是突增还是突卸负载，输出电压幅值均能在几个周期内迅速调整为负载变化前的数值。
本文设计了一个完整的单相逆变电源，并进行了仿真分析和实验检测。给出了该逆变电源的仿真和实验结果，进行了系统开环和闭环状态下的输出波形对比。所设计的逆变电源工作正常。在负载变化时可以保证输出电压的幅值变化很小，这表明有效值反馈的PI控制方式可以有效地对逆变电源输出电压进行调节。
陈小龙(1988- ) 男 硕士研究生，主要研究方向为独立式发电系统电能质量调节。
[1]王耀北，闫英敏，胡玉贵等．DSP控制的IPM正弦逆变电源系统硬件电路设计[J]．现代电子技术，2005(24)：104-105．
[2]MOHAN，UNDELAND，ROBBINS．Power Electronics(Converters, Applications and Design)[M]．北京：高等教育出版社，2004．
[3]荣雅君，李进兵，董杰等．基于DSP的逆变电源模糊PID控制[C]．中国电工技术学会电力电子学会第十届学术年会论文摘要，2006．
吴小华，邹仁伟，叶建峰等．基于数字控制的三相逆变电源的仿真研究．计算机仿真，，：．
版权所有∶中自网 经营许可证编号∶粤ICP备号新型低成本CCM功率因素校正控制器的应用
Junyang Luo, Meng Kiat Jeoh, Ming Lik Yew and Heng Cheong Huang
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本文介绍了一种新型的连续调制模式(CCM)功率因素校正(PFC)控制器，该控制器可以在从空载到满载的很大变化范围内工作，并具有开环保护、输出过压保护以及交流电源欠压保护等功能。该芯片适合于低成本的连续调制模式功率因素校正电路设计，解决传统CCM PFC电路对电网的干扰问题，提高电源可靠性和效率。用于电子设备前端的传统二极管整流器会因电源线的脉冲电流对电网线电压产生干扰，并产生向四周辐射和沿导线传播的电磁干扰，导致电源的利用效率下降。近几年来，为了符合国际电工委员会的谐波标准，有源PFC电路越来越受到人们的关注。对于小于200瓦的小功率装置，不连续调制模式(DCM)因其低廉的价格受到普遍欢迎。此外，由于其控制电路块中只有一个电压控制环，因而采用DCM的PFC设计更简便。然而，由于它的电流纹波较大，DCM很少应用于大功率场合。在大功率场合，基于连续调制模式的PFC更具优势。在CCM的拓扑结构中，它的传输函数存在电压环和电流环两个控制环路，因而其控制电路设计复杂，CCM PFC控制器的管脚数目也较多。为了降低设计成本和难度，我们开发了ICE1PCS01 PFC控制器，该电路根据故障模式影响分析(FMEA)集成了很多保护电路。工作原理传统的CCM PFC电路结构如图1所示。可以看出，在传统的PFC电路存在两个控制环：一个是电压环用于调整输出电压；另外一个是电流环，用于控制输入电流。误差放大器的输出Verr决定了输入电流Iin的幅值大小，Verr乘以正弦波参考信号|Vin|得到正弦输入电流。在传统的CCM PFC中，|Vin|是必不可少的，它用于产生电流控制环中的正弦波输入电压。ICE1PCS01 PFC控制器的一个典型应用如图2所示。该芯片仅有8个管脚，没有直接馈入芯片的正弦波传感信号。该芯片的基本原理如下所述。假设电压环正处于工作状态，输出电压保持恒定，则一个CCM升压型PFC控制系统的MOSFET关断占空比DOFF可以由下面的公式得到：DOFF=VIN/VOUT从上面的公式可知，DOFF正比于VIN。电流环的目的在于调整电感电流的平均值，使得它正比于关断占空比DOFF，从而正比于输入电压VIN。这个关系式可以通过前边沿调制方式实现。电路的斜坡信号由内部振荡器产生，斜坡信号的幅值一方面受内部的控制信号控制，但另一方面却可以影响线输入平均值电流的幅值。增强动态响应由于PFC的固有属性，PFC动态环路总是用低带宽进行补偿，目的是不对频率为2×fL的纹波产生响应，这里fL指的是交流电源线的频率。因此，当负载突变时，调整电路不能作出快速响应，从而引起输出电压波动过大。为了解决这个问题，在芯片中采用了增强动态响应功能。一旦输出电压超出正常值的5%，IC将跳过慢补偿运算放大器，直接作用于内部非线性增益块而影响占空比，输出电压能够在一个短时间内回复到正常值。图3所示为实现增强动态响应的控制模块。ICE1PCS01的额定输出电压是400V直流，当输出电压达到420V，开关立刻截止。输出电压的过冲被限制在额定电压的5％以下，输出过冲电压保护也采用同样的控制策略。当Vsense下降到4.75V，也就是比额定电压低5％时，IC立刻响应，门驱动的占空比立刻增加，电压降被控制在40V以内。软启动功能该IC具有高效的软启动功能，因而可以控制启动电流，使其输入电流幅度连续而渐进地上升到较高的值，直至输出电压达到额定电压的80%，然后进入正常的控制模式。相对于一般的软启动系统而言，该系统仅控制占空比，输入电流保持正弦变化，不激活峰值电流限幅功能。因此，升压二极管不会受到因高占空比而形成的大电流的冲击，否则，该电流将可能危及升压二极管，尤其是对碳化硅升压二极管的影响更大，因为碳化硅二极管的峰值电流承受能力更小。保护功能根据故障模式影响分析，芯片中集成了很多保护功能，例如开环保护、输出过压保护、交流电源欠压保护、IC电源欠压保护、峰值电流限幅和软过电流限幅等。下面将详细介绍开环保护和输出电压保护这两种独特的保护功能。1. 开环保护(OLP)/输入欠压保护开环意味着反馈环被断开，没有反馈信号进入IC。在这种情况下，如果没有保护措施，内部的控制电压将会被调节到最大值，IC将提高占空比以传送最大功率。在这种故障情况下，输出电压仅仅取决于输出电流。在负载较小的情况下，将会产生很高的电压过冲，这将危及到后面的用电设备。该IC具有开环保护以对输出电压进行监控，如图4所示。一旦VSENSE电压低于0.8V，也就是VOUT低于额定电压16%时，就意味着进入了开环状态(VSENSE管脚没有连接)，或者输入电压小于额定值。在这种情况下，芯片中绝大多数模块将停止工作。该保护功能是通过阈值电压为0.8V的比较器C3实现的。一旦出现开环故障，MOSFET门开关立即停止工作，输出电压没有过冲。该保护也可用于在某些情况下关闭PFC，例如待机模式等。2. 输出过压保护(OVP)增强动态响应模块也具有输出过压保护功能。一旦VOUT超过额定电压5%，输出过压保护功能就被激活。通过判断VSENSE管脚的电压是否大于参考电压5.25V就可以实现该功能，VSENSE电压高于5.25V时，IC会跳过正常的电压环控制而直接控制占空比，使占空比立刻下降到0。这将导致输入功率下降，从而使得输出电压VOUT下降。测试结果用一个350W的测试板来检验其性能，测试电路如图5，开关频率设定为200kHz。在1/4满载的情况下，功率因数仍超过90%。另外，PFC变换器也可以在空载的情况下提供稳定的输出电压。作者：Junyang Luo, Meng Kiat Jeoh, Ming Lik Yew，Heng Cheong HuangEmail: Junyang.英飞凌科技(亚太)公司
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什么是PFC?
PFC就是“功率因数”的意思，主要用来表征电子产品对电能的利用效率。功率因数越高，说明电能的利用效率越高。
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