逆变电源的SPWM波形发生电路
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摘要: 　　逆变电源控制电路采用了2片集成脉宽调制电路芯片SG3524,一片用来产生PWM波，控制推挽升压电路；另一片与正弦函数发生芯片ICL8 038连接来产生SPWM波，控制全桥逆变电路。集成芯片比分立元器件控制电路具有更简单 ...
　　逆变控制电路采用了2片集成脉宽调制电路芯片SG3524,一片用来产生PWM波，控制推挽升压电路；另一片与正弦函数发生芯片ICL8 038连接来产生SPWM波，控制全桥逆变电路。集成芯片比分立控制电路具有更简单、更可靠的特点和易于调试的优点。蓄电池中直流电压经过推挽电路进行升压，在直流环上得到一个符合要求的直流电压330 V左右（50 Hz/220 V交流输出时）。为保证系统可靠运行，防止主电路对控制电路的干扰，采用主、控电路完全隔离的方法，即驱动信号用光耦隔离，反馈信号用变压器隔离。逆变电源的SPWM波形发生电路如下图所示。
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栏目导航：单相和三相逆变器SPWM调制技术的仿真与分析
&&&&目录1. 引言 .......................................................................................... - 2 2. pwm 控制的基本原理 ........................................................... - 2 3. &&&&pwm 逆变电路及其控制方法 ............................................... - 3 4. 电路仿真及分析 ...................................................................... - 4 4.1 双极性 spwm 波形的产生 .............................................. - 4 4.2 三相 spwm 波形的产生................................................... - 6 4.3 双极性 spwm 控制方式单相桥式逆变电路仿真及分析- 7 5. 双极性 spwm 控制方式的单相桥式逆变电路和三相逆变电 路比较分析 .................................................................................. - 12 6. 结论 ........................................................................................ - 13 7. 参考文献 ................................................................................ - 13 -第 - 1 - 页 共 13 页1.引言 pwm 技术的的应用十分广泛， 目前中小功率的逆变电路几乎都采用了pwm 技术。它使电力电子装置的性能大大提高，因此它在电力电子技术的 发展史上占有十分重要的地位。 pwm 控制技术正是有赖于在逆变电路中的 成功应用，才确定了它在电力电子技术中的重要地位。常用的 pwm 技术 包括：正弦脉宽调制（spwm） 、选择谐波调制（shepwm） 、电流滞环调 制（chpwm）和电压空间矢量调制（svpwm） 。 2. pwm 控制的基本原理 pwm（pulse width modulation）控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术，即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要的波形。 pwm 控制技术的重要理论基础是面积等效原理，即：冲量相等而形状不同 的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。下面分析如何用一 系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波。把正弦半波分成 n 等分，就 可以把正弦半波看成由 n 个彼此相连的脉冲序列所组成的波形。如果把这 些脉冲序列用相同数量的等幅不等宽的矩形脉冲代替，使矩形脉冲的中点 和相应正弦波部分的中点重合， 且使矩形脉冲和相应的正弦波部分面积 （冲 量）相等，就可得到图 1 所示的脉冲序列，这就是 pwm 波形。像这种脉 冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的 pwm 波形， 也称为 spwm 波。ud o -ud图1 单极性 spwm 控制方式波形 上图所示的波形称为单极性 spwm 波形，根据面积等效原理，正弦波 还可等效为图 2 中所示的 pwm 波，这种波形称为双极性 spwm 波形，而 且这种方式在实际应用中更为广泛。第 - 2 - 页 共 13 页ωtud o- ud图2 3. 双极性 spwm 控制方式波形ωtpwm 逆变电路及其控制方法 pwm 逆变电路可分为电压型和电流型两种， 目前实际应用的几乎都是电压型电路，因此本节主要分析电压型逆变电路的控制方法。要得到需要 的 pwm 波形有两种方法，分别是计算法和调制法。根据正弦波频率、幅 值和半周期脉冲数，准确计算 pwm 波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变 电路开关器件的通断，就可得到所需 pwm 波形，这种方法称为计算法。 由于计算法较繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要 变化。与计算法相对应的是调制法，即把希望调制的波形作为调制信号， 把接受调制的信号作为载波，通过信号波的调制得到所期望的 pwm 波形。 通常采用等腰三角波作为载波，在调制信号波为正弦波时，所得到的就是 spwm 波形。下面具体分析单相和三相逆变电路双极性控制方式。 图 3 是采用 igbt 作为开关器件的单相桥式电压型逆变电路。图3单相桥式 pwm 逆变电路第 - 3 - 页 共 13 页单相桥式逆变电路双极性 pwm 控制方式：在 ur 的半个周期内，三角 波载波有正有负，所得 pwm 波也有正有负，其幅值只有± ud 两种电平。 同样在调制信号 ur 和载波信号 uc 的交点时刻控制器件的通断。 ur 正负半 周，对各开关器件的控制规律相同。当 ur & uc 时，给 v1 和 v4 导通信号， 给 v2 和 v3 关断信号。如 i o &0，v1 和 v4 通，如 i o &0，vd1 和 vd4 通， u o = ud 。当ur & uc 时，给 v2 和 v3 导通信号，给 v1 和 v4 关断信号。 如 i o &0，v2 和 v3 通，如 i o &0，vd2 和 vd3 通， u o =- ud 。这样就得到 图 2 所示的双极性的 spwm 波形。 图 4 是采用 igbt 作为开关器件的三相桥式电压型逆变电路。图4三相 pwm 逆变电路当 u ru & u c 时，给 v1 导通信号，给 v4 关断信号， u un `' = u d / 2 ；当 u ru & u c 时， v4 导通信号， v1 关断信号， un `' = u d / 2 。 当给 v1(v4) 给 给 u 加导通信号时， 可能是 v1(v4)导通， 也可能是 vd1 ( vd4 )导通。 un `' 、 vn `' u u 和 u wn `' 的 pwm 波形只有 +u d / 2 两种电平。u uv 波形可由 u un `' 、 u vn `' 得出， 当 1 和 6 通时，u uv = ud ，当 3 和 4 通时，u uv =
ud ，当 1 和 3 或 4 和 6 通时， u uv =0。 u vw 、 u wu 的波形可同理得出。 4. 电路仿真及分析4.1 双极性 spwm 波形的产生：仿真电路图如图 5 所示。在 simulink 的“source”库中选择“clock”模块，以提供仿真时间 t,乘以2πf r 后再通过一个“sin”模块即为 sin ωt ， 乘以调制比 m 后可得到所需的第 - 4 - 页 共 13 页正弦波调制信号。三角载波信号由“source”库中的“repeating sequence” 模块产生,参数设置为【0 1/ f c /4 3/ f c /4 1/ f c 】和【0 1 -1 0】， 便可生成频率为 f c 的三角载波。将调制波和载波通过一些运算与比较， 即可得出图 6 所示的双极性 spwm 触发脉冲波形。图5双极性 pwm 逆变器触发脉冲发生电路图6双极性 spwm 波形从上图可以看出，对于双极性 spwm 控制方式，在正弦调制波半个周 期内，三角载波在正负极性之间连续变化，spwm 波也是在正负之间变化。第 - 5 - 页 共 13 页4.2三相 spwm 波形的产生：仿真图如下所示。图7三相 spwm 逆变器触发脉冲发生电路本文中采用单三角载波和三个幅值、频率相同相位互差 120 度的三相 交流波形作为调制波。同上，在 simulink 的“source”库中选择“clock”模块， 以提供仿真时间 t,乘以 2πf r 后再通过一个“sin”模块即为 sin ωt ，乘以调制比 m 后可得到所需的正弦波调制信号，通过设置即可产生三相正弦波信号。 三角载波信号由“source”库中的“repeating sequence”模块产生,参数设置为 【0 1/ f c /4 2/ f c /4 1/ f c 】和【-1 0 1 -1】，便可生成频率为 f c 的三 角载波。将调制波和载波通过一些运算与比较，即可得出三相 spwm 触发 脉冲波形。三角载波与调制波的波形如图 8 所示：第 - 6 - 页 共 13 页图8 4.3三相调制波与三角载波波形双极性 spwm 控制方式的单相桥式逆变电路仿真及分析 双极性 spwm 方式下的单相桥式逆变电路主电路图如下图所示：图9单相桥式 pwm 逆变器主电路图为了使仿真界面简洁，仿真参数易于修改，通用桥（universal bridge） 的触发脉冲是图 5 所示部分封装成的子模块。对于单相 spwm 控制方式的 逆变电路，有如下重要参数： 载波比 n——载波频率 f c 与调制信号频率 f r 之比，即 n = f c / f r 。 调制度 m――调制波幅值 a r 与载波幅值 a c 之比，即 m＝ a r / a c 。第 - 7 - 页 共 13 页输出电压基波幅值 u d1m = mu d ，其中， u d 为直流侧电源 电压。 将调制度 m 设置为 0.9，调制波频率设为 50hz，载波频率设为基波的 30 倍（载波比 n=30） ，即 1500hz，仿真时间设为 0.04s，在 powergui 中设 置为离散仿真模式，采样时间设为 1e-006s，运行后可得仿真结果，建立 m 文件，程序如下所示： （示波器名称设置为 inv） subplot(2,1,1); plot(inv.time,inv.signals(1).values); title('输出电压波形'); subplot(2,1,2); plot(inv.time,inv.signals(2).values); title('输出电流波形'); 运行此文件后，可得输出电压和电流波形如图 10 所示：图 10双极性 spwm 方式下的逆变电路输出波形从上图中可以看出，输出电压 u o 为单极性 pwm 型电压，脉冲宽度符 合正弦规律变化，交流电流 i o 接近于正弦波形，直流电流含有直流分量。 利用 matlab 提供的 powergui 模块， 对上图中的输出电压 u o 和输出电流 i o 进行 fft 分析，得图 11、图 12 所示结果：第 - 8 - 页 共 13 页图 11双极性控制方式单向桥式逆变电路输出电压 u o 的 fft 分析图 12双极性控制方式单向桥式逆变电路输出电流 i 0 的 fft 分析第 - 9 - 页 共 13 页由图 11 可知：在 u d =300v ，m=0.9, f c =1500hz, f r =50hz，即 n=30 时，输出电压的基波电压的基波幅值为 u d1m =269.5v，基本满足理论上的 u d1m = m × u d (即 300 × 0.9=270v)。谐波分布中最高的为 30 次谐波，考虑 最高频率为 4500hz 时的 thd 达到 121%。 由图 12 可知：输出电流基波幅值 i d1m 为 246.8a，谐波分布中最高的为 30 次谐波，考虑最高频率为 4500hz 时的 thd=9.47%，输出电流近似为正 弦波。 4.3.1 spwm 控制方式下的三相逆变电路 spwm 控制方式下的三相逆变电路主电路如图 13 所示：图 13三相逆变电路主电路设置参数使之与单极性 spwm 方式下的单相桥式逆变电路参数相同， 即将调制度 m 设置为 0.9，调制波频率设为 50hz，载波频率设为基波的 30 倍（载波比 n=30） ，即 1500hz，仿真时间设为 0.04s，在 powergui 中设置 为离散仿真模式， 采样时间设为 1e-006s， 运行仿真图形， 然后建立 m 文件， 程序如下所示： subplot(3,1,1); plot(inv.time,inv.signals(1).values); title(uab'线电压波形'); subplot(3,1,2); plot(inv.time,inv.signals(2).values); title('a 相输出电压 ua 波形'); subplot(3,1,3); plot(inv.time,inv.signals(3).values); axis([0 0.04 -300 300]); title('a 相输出电流波形');第 - 10 - 页 共 13 页运行此文件后， 可得输出交流电压， 交流电流和直流电流如图 14 所示：图 14spwm 方式下的三相逆变电路输出波形分析上图可知，输出线电压 pwm 波由±ud 和 0 三种电平构成负载相 电压 pwm 波由(±2/3)ud、 (±1/3)ud 和 0 共 5 种电平组成。 利用 matlab 提供的 powergui 模块，对上图中的输出相电压 u a 和输出电流 i a 进行 fft 分析，得图 15、图 16 所示结果：图 15spwm 控制方式三相逆变电路输出相电压 u a 的 fft 分析第 - 11 - 页 共 13 页图 16spwm 控制方式三相逆变电路输出电流 i a 的 fft 分析由图 15 可知：在 u d =300v ，m=0.9, f c =1500hz, f r =50hz，即 n=30 时，输出相电压的基波电压的基波幅值为 u d1m =134.7v，谐波分布中最高的 为 28 和 32 次谐波，考虑最高频率为 4500hz 时的 thd 达到 79.74%。由图 16 可知：考虑最高频率为 4500hz 时的 thd=5.15%，输出电流近似为正弦 波。 5. 控制方式的单相桥式逆变电路和三相逆变电路比较分析 的单相桥式逆变电路和三相逆变电路 双极性 spwm 控制方式的单相桥式逆变电路和三相逆变电路比较分析 经比较分析可以看出，在调制比和载波比都相同的情况下，三相逆变电 路比单向桥式逆变电路的谐波含量小得多，因此，从谐波含量的角度考 虑，三相逆变电路的输出波形更接近正弦波。同时，从 spwm 触发产 生电路可以看出， 三相逆变电路的触发产生电路要比单相桥式逆变电路 复杂。通过设置适当的 m 和 n 的值，就可以很好的实现逆变电路的运 行要求。第 - 12 - 页 共 13 页6.结论 通过适当的参数设置，根据不同应用场合的要求，选择能够满足实际要求的控制方式，运用pwm控制技术，可以有效减小输出电压和输出电流的 谐波分量，改善输出波形，可以很好的实现逆变电路的运行要求。 7. 参考文献 ［1］林飞，杜欣，电力电子应用技术的matlab仿真，中国电力出版 社，2009.1 ［2］王兆安，刘进军，电力电子技术，机械工业出版社，2009.5 ［3］汤才刚，朱红涛，李莉，陈国桥，基于pwm的逆变电路分析， 《现 代电子技术》2008年第1期总第264期。第 - 13 - 页 共 13 页&&&&
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演讲人：谢亦峰时间： 10:00:00
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SPWM逆变器死区问题研究
[导读]通过数学计算和仿真分析了不同条件下死区时间对逆变器输出电压的基波影响,及不同条件下死区产生的谐波畸变率的变化情况。建立了定量计算的数学模型，给出了仿真曲线，并以理论曲线做了验证。同时提出死区补偿的必要性，使SPWM技术在实际变频系统中得到更为有效的应用。
三相桥式逆变电路中，通常采用双极性SPWM调制技术。任何固态的功率开关管都存在着一定的导通和关断时间,为确保同一桥臂上下开关管不致发生直通故障，通常采用将理想的SPWM驱动信号上升沿(或下降沿)延迟一段时间Td(称为死区时间)[1]。死区是为保证开关器件安全、可靠运行而采取的措施。
&&& 针对死区带来的死区效应，很多学者进行了大量研究[1-5]。参考文献[1]通过建立数学模型进行定量计算，对死区引起的输出电压基波，低次谐波的变化规律进行了分析。较低的总谐波畸变率(THD)与较快的动态响应是逆变电路所期望达到的指标，因此对死区带来的谐波影响应该引起更高的关注。参考文献[6]在建立 SPWM学模型的基础上，分析了不同模式下SPWM电压源型逆变器的谐波和载波比以及与调制深度的关系。参考文献[2]通过数学模型和仿真分析了死区对逆变器输出电压和产生附加谐波的影响，进而对电动机负载中磁链矢量偏移和附加损耗方面进行了讨论，其重点在附加损耗方面。上述虽然都针对死区对输出电压的影响进行了分析，但系统性不够完善。
&&& 理论上SPWM逆变器输出电压中的谐波分量应该聚集在以开关频率及其倍频数为中心的一定范围，当此谐波被LC滤波器滤除后,输出电压失真度应相当小,且严格正比于调制比的正弦波形。但在实际应用中，由于死区时间的设置和开关器件固有特性(通态电压降和开关时间)的影响，带来的低次谐波给输出电压造成了严重的波形畸变和基波电压损失,从而使系统的动、静态性能下降，增加了低次谐波抑制的难度，降低了高速开关器件的实际应用效果。
&&& 本文通过仿真分析了死区时间对逆变器产生的谐波影响，提出了通过死区补偿改善波形质量的必要性及有益于逆变器设计的结论。
1 死区效应分析
&&& 本文采用三相全桥SPWM逆变电路结构如图1所示。调制方式采用双极性调制,逆变器采用对称方式注入死区时间。
&&& 设由逆变器流向负载的方向为输出电流ia的正方向。在死区时间内，同一桥臂的两个开关管均处于关断状态，输出电流只能通过二极管续流，桥臂的输出电压与输出电流的极性有关，而与驱动信号的控制逻辑无关。以桥臂A为例进行分析,在死区时间Td内，当电流流出桥臂(ia＞0)时，由二极管D4续流，将输出电压VAN钳位在负母线电压-E/2；反之，当电流流入桥臂(ia＜0)时，由二极管D1续流， 将输出电压VAN钳位在正母线电压E/2。如图2所示，实际输出电压与理想输出电压相比较出现了一个误差电压Ve。由图2(d)可以看出误差电压Ve具有的特征：(1)在每个开关周期内均存在一个误差电压脉冲；(2)每个脉冲的幅值均为E；(3)每个脉冲的宽度均为Td；(4)每个脉冲的极性与输出电流ia的极性相反。
2 死区对基波的影响
&& &由参考文献[1]推导出死区对基波的影响：通过对不含死区时间的理想波与加入死区时间的实际波之间的对比，得到输出基波幅值随调制深度M的减小而减小；当开关频率f增加时，基波电压下降的速度增大；功率因数角&越小，基波电压下降越多；基波电压随死区时间Td的增加直线下降。
3 死区引起的附加谐波
　死区还会对输出电压的谐波产生影响。由于谐波的存在，不仅造成功率因数降低，影响效率，而且还可能引起逆变器自身以及其他设备的共振，同时造成电机低速转矩脉动。通常可用LC滤波器消除谐波，但因为LC滤波器是按照滤除开关频率谐波而设计的，随着开关频率不断提高，频率调制比也随之不断提高，使得由死区引入的3、5、7等低次谐波无法得到有效衰减，从而给输出电压造成了严重的波形畸变。
&& &本文利用总谐波畸变率(THD)研究死区带来的谐波影响。首先对SPWM输出电压进行谐波分析，对SPWM逆变电源作以下假设：(1)直流电压E是最理想的电压源，可不考虑其纹波对逆变器输出的影响；(2)开关器件为理想器件，具有理想的开关特性；(3)逆变器采用双极性SPWM调制，三角波频率fc与逆变器输出电压频率f之比N&1，正弦调制波的幅值与载波幅值之比M&1。
&& SPWM输出相电压傅里叶分解得：
&& &由式(1)的第二项得出逆变电源输出电压一部分谐波分量的频率为载波频率的奇数倍。由式(1)的第三项得出逆变电源输出电压的另一部分谐波分量对称分布在整数倍的载波频率周围，其频率可表示为m&+n&，m是相对于载波的谐波次数，n是相对于调制波的谐波次数。
&&& 理想情况下，输出电压谐波中应不含低次谐波。但实际电路中的谐波含量比理想情况下的含量要多，同时也会出现少量的低次谐波。
&& &图3(a)、(b)分别为M=0.5，N=41，&=45&时，Td=0 &s、Td=8 &s情况下的输出相电压的波形。进行fourier分析，可以得到其THD分别为26.67%、44.38%。对其第一边带的低次谐波进行fourier分析,可得其THD分别为2.41%和20.04%，如图4所示。对比图4(a)、图4(b)的fourier分析可以看到死区时间的加入带来了3、5、7&低次谐波。
&&& 下面对死区带来的谐波影响进行分析：
&& &参考文献[2]在一个基波周期内把N个由Td引起的正负脉冲等效成一定高度的矩形波Ve，则其傅里叶展开式为：
式中,&DTHD为忽略PWM调制波固有的谐波含量，而只考虑死区时间对基波电压的总谐波畸变率。由式(7)可以看出,死区对输出电压带来的谐波总畸变率&DTHD与调制深度M、开关频率f、功率因数角&及死区时间Td之间的关系。进行仿真可得到其变化规律曲线如图5所示(仿真中只针对第一边带内的低次谐波进行&DTHD测量)。对图5 &DTHD变化规律分析如下：
&&& 图5(a)曲线1、2、3分别为&DTHD在M=0.5，N=120，T=0.02 s，&=30&、45&、60&时随死区时间Td的变化规律。总谐波畸变率&DTHD随死区时间的增大而成直线上升，死区时间越大，畸变率越高。同时由曲线1、2、3的对比可以看到功率因数越低(即功率因数角越大)，畸变率越大。图中虚线4为由式(7)计算所得的理论值（下同）。
&&& 图5(b)曲线1、2、3分别为&DTHD在M=0.7、0.5、0.3,&=45&，Td=4 &s时随频率调制比N的变化规律，当输出频率不变，开关频率增加时，&DTHD增加。图中虚线4为M=0.5时的理论计算曲线。
&&& 图5(c)曲线1、2、3分别为&DTHD在N=120，T=0.02 s，Td=4 &s，&=60&、45&、30&时随调制深度M的变化规律。由曲线图可得在相同的功率因数下,&DTHD随M的增大而减小，即调制比越大，畸变率越小。图中虚线4为&=45&的理论计算曲线。
&&& 由图5(a)、(c)可看出&DTHD与功率因数之间的关系，功率因数越大(功率因数角越小)，畸变率&DTHD的值越小。图5(d)曲线1、2、3分别是&DTHD在M=0.7、0.5、0.3,Td=4 &s，N=120，T=0.02 s时随功率因数的变化规律。由此可以看到，随功率因数角的增大(即功率因数的减小)，&DTHD的值也增大，图中虚线4为M=0.5时的理论计算曲线。
&&& 在研究中均保持其他条件相同情况下，谐波总含量&DTHD： (1)与Td成正比，即死区越大，低次谐波含量越大，反之亦然；(2)与N值成反比，即N越大，谐波含量越小，反之亦然； (3)与M成反比，即调制比越大，谐波含量越小，反之亦然；(4)与&成正比，即功率因数角越大，谐波含量越大，反之亦然。由图中可以看到,仿真曲线与理论曲线的变化趋势是一致的，在一定的误差范围内，理论计算值与仿真值存在少许差别是正常的。
&& &由上述分析可知，死区效应对逆变器性能产生了许多有害的影响，且死区时间、逆变器的开关频率、调制比以及负载的功率因数等都会对其产生不同的影响。
　&& &(1)死区效应影响逆变器的输出基波电压。输出基波电压随死区时间的增加而线性减小；功率因数越大，基波幅值越小；开关频率越高，基波幅值下降越快。
　&& &(2)死区效应使逆变器输出电压波形增加附加谐波(主要是带来低次谐波),使输出电压产生较大的畸变。&DTHD随死区时间的增大线性增大；功率因数越大，畸变率越小；开关频率越高，畸变率越大；调制比越小，畸变率越大。
&& &因此在逆变器的设计上要综合考虑各方面的影响。另外，死区效应带来的主要是低次谐波，而低次谐波的抑制也较为困难，若采用滤波器会带来体积大、造价高及内部电压降等一系列不良后果。因此，对死区进行补偿是十分必要的。
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基于SPWM的单相全桥逆变器，输出波形出现问题，请大神帮忙看看
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本人现在做的是基于SPWM的单相全桥逆变器，通过STM32F107的高级定时器1的两个通道和它们互补的通道形成4路SPWM波形，对驱动板IGBT进行开关控制，实现DC—&AC逆变
高级定时器1设置如下：
[C] 纯文本查看 复制代码void time_init(u16 arr,u16 psc,u16 pul_ch1,u16 pul_ch2)
GPIO_InitTypeDef GPIO_InitStructure2;
TIM_TimeBaseInitTypeDef TIM_TimeBaseS
TIM_OCInitTypeDef TIM_OCInitS
TIM_BDTRInitTypeDef TIM_BDTRInitS
//第一步：配置时钟
RCC_APB2PeriphClockCmd(RCC_APB2Periph_GPIOA|RCC_APB2Periph_GPIOB|RCC_APB2Periph_TIM1,ENABLE);
//第二步，配置gpio口
/********TIM1_CH1 引脚配置*********/
GPIO_InitStructure2.GPIO_Pin=GPIO_Pin_8 | GPIO_Pin_9 | GPIO_Pin_10;
// | GPIO_Pin_10 | GPIO_Pin_11
GPIO_InitStructure2.GPIO_Speed=GPIO_Speed_50MHz;
GPIO_InitStructure2.GPIO_Mode=GPIO_Mode_AF_PP;
//设置为复用浮空输出
GPIO_Init(GPIOA,&GPIO_InitStructure2);
/*********TIM1_CH1N 引脚配置********/
GPIO_InitStructure2.GPIO_Pin=GPIO_Pin_13 | GPIO_Pin_14 | GPIO_Pin_15;
GPIO_InitStructure2.GPIO_Speed=GPIO_Speed_50MHz;
GPIO_InitStructure2.GPIO_Mode=GPIO_Mode_AF_PP;
//设置为复用浮空输出
GPIO_Init(GPIOB,&GPIO_InitStructure2);
//第三步，定时器基本配置
TIM_TimeBaseStructure.TIM_Period=
// 自动重装载寄存器的值
TIM_TimeBaseStructure.TIM_Prescaler=
// 时钟预分频数
TIM_TimeBaseStructure.TIM_ClockDivision=TIM_CKD_DIV1;
// 采样分频
TIM_TimeBaseStructure.TIM_CounterMode=TIM_CounterMode_Up;//向上计数
TIM_TimeBaseStructure.TIM_RepetitionCounter=0;//重复寄存器，用于自动更新pwm占空比
TIM_TimeBaseInit(TIM1, &TIM_TimeBaseStructure);
//第四步pwm输出配置
TIM_OCInitStructure.TIM_OCMode=TIM_OCMode_PWM2;
//设置为pwm1输出模式
TIM_OCInitStructure.TIM_Pulse=pul_ch1;
//设置占空比时间
TIM_OCInitStructure.TIM_OCPolarity=TIM_OCPolarity_H
//设置输出极性
TIM_OCInitStructure.TIM_OutputState=TIM_OutputState_E
//使能该通道输出
//下面几个参数是高级定时器才会用到，通用定时器不用配置
TIM_OCInitStructure.TIM_OCNPolarity=TIM_OCNPolarity_H
//设置互补端输出极性
TIM_OCInitStructure.TIM_OutputNState=TIM_OutputNState_E
//使能互补端输出
TIM_OCInitStructure.TIM_OCIdleState=TIM_OCIdleState_R
//死区后输出状态
TIM_OCInitStructure.TIM_OCNIdleState=TIM_OCNIdleState_R
//死区后互补端输出状态
TIM_OC1Init(TIM1,&TIM_OCInitStructure);
//按照指定参数初始化
TIM_OCInitStructure.TIM_Pulse=pul_ch2;
//设置占空比时间
TIM_OCInitStructure.TIM_OCPolarity=TIM_OCPolarity_H
//设置输出极性
TIM_OCInitStructure.TIM_OCNPolarity=TIM_OCNPolarity_H
//设置互补端输出极性
TIM_OC3Init(TIM1,&TIM_OCInitStructure);
//第五步，死区和刹车功能配置，高级定时器才有的，通用定时器不用配置
TIM_BDTRInitStructure.TIM_OSSRState = TIM_OSSRState_D//运行模式下输出选择
TIM_BDTRInitStructure.TIM_OSSIState = TIM_OSSIState_D//空闲模式下输出选择
TIM_BDTRInitStructure.TIM_LOCKLevel = TIM_LOCKLevel_OFF;
//锁定设置
TIM_BDTRInitStructure.TIM_DeadTime = 0xe4;
//死区时间设置
TIM_BDTRInitStructure.TIM_Break = TIM_Break_E
//刹车功能使能
TIM_BDTRInitStructure.TIM_BreakPolarity = TIM_BreakPolarity_H//刹车输入极性
TIM_BDTRInitStructure.TIM_AutomaticOutput = TIM_AutomaticOutput_E//自动输出使能
TIM_BDTRConfig(TIM1,&TIM_BDTRInitStructure);
//第六步，使能端的打开
TIM_OC1PreloadConfig(TIM1, TIM_OCPreload_Enable);
//使能TIMx在CCR1上的预装载寄存器
TIM_OC2PreloadConfig(TIM1, TIM_OCPreload_Enable);
//使能TIMx在CCR2上的预装载寄存器
TIM_ARRPreloadConfig(TIM1, ENABLE);
//使能TIMx在ARR上的预装载寄存器
TIM_Cmd(TIM1,ENABLE);
//打开TIM1
//下面这句是高级定时器才有的，输出pwm必须打开
TIM_CtrlPWMOutputs(TIM1, ENABLE);
//pwm输出使能，一定要记得打开
通过定时器3控制输出占空比，定时器3以及中断设置设置如下：
[C] 纯文本查看 复制代码void TIM3_Int_Init(u16 arr,u16 psc)
TIM_TimeBaseInitTypeDef
TIM_TimeBaseS
NVIC_InitTypeDef NVIC_InitS
RCC_APB1PeriphClockCmd(RCC_APB1Periph_TIM3, ENABLE); //时钟使能
//定时器TIM3初始化
TIM_TimeBaseStructure.TIM_Period = //设置在下一个更新事件装入活动的自动重装载寄存器周期的值
TIM_TimeBaseStructure.TIM_Prescaler = //设置用来作为TIMx时钟频率除数的预分频值
TIM_TimeBaseStructure.TIM_ClockDivision = TIM_CKD_DIV1; //设置时钟分割:TDTS = Tck_tim
TIM_TimeBaseStructure.TIM_CounterMode = TIM_CounterMode_Up;
//TIM向上计数模式
TIM_TimeBaseInit(TIM3, &TIM_TimeBaseStructure); //根据指定的参数初始化TIMx的时间基数单位
TIM_ITConfig(TIM3,TIM_IT_Update,ENABLE ); //使能指定的TIM3中断,允许更新中断
//中断优先级NVIC设置
NVIC_InitStructure.NVIC_IRQChannel = TIM3_IRQn;
//TIM3中断
NVIC_InitStructure.NVIC_IRQChannelPreemptionPriority = 0;
//先占优先级0级
NVIC_InitStructure.NVIC_IRQChannelSubPriority = 3;
//从优先级3级
NVIC_InitStructure.NVIC_IRQChannelCmd = ENABLE; //IRQ通道被使能
NVIC_Init(&NVIC_InitStructure);
//初始化NVIC寄存器
TIM_Cmd(TIM3, ENABLE);
//使能TIMx
//定时器3中断服务程序
void TIM3_IRQHandler(void)
//TIM3中断
static u8 sign = 0;
static u8 i = 0;
if (TIM_GetITStatus(TIM3, TIM_IT_Update) != RESET)
//检查TIM3更新中断发生与否
TIM_ClearITPendingBit(TIM3, TIM_IT_Update);
//清除TIMx更新中断标志
if(sign == 0)
TIM1-&CCR1 = sinTab[i];
TIM1-&CCR3 = 0;
if(i == 200)
TIM1-&CCR1 = 0;
TIM1-&CCR3 = sinTab[i];
if(i == 200)
现在驱动板输出端出现波形：
ed17ccef4e66e2afb082bb828df7c0c9_667.jpg (0 Bytes, 下载次数: 0)
22:54 上传
输入DC：24V&&&&
输出AC：峰峰值21.6V
但波形出现截止现象，不知是程序问题还是驱动板滤波电路设计有误，请大神帮忙看看
回复【2楼】kassandra:
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波形出来了，我以前是吧占空比写成0~100%了，所以有截止。谢谢啊
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回复【2楼】kassandra:
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波形出来了，我以前是吧占空比写成0~100%了，所以有截止。谢谢啊
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GOOD，俺曾经用103整过SVPWM，带死区控制的6路互补PWM，你可以先测下CPU输出的4路PWM波形对不对，以判定是程序的问题还是IBGT驱动有问题
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金钱108576
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回复【2楼】kassandra:
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朋友&能否共享一下您弄的SVPWM程序&&只是一部分也可以&最近自己弄的焦头烂额的了
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楼主的TIM3_IRQHandler里面为什么ccr1和ccr3要分开赋值呢？
PWM1更新完一个周期，PWM3再更新么？
找一份喜欢的工作，这样每天工作的8个小时是快乐的。
找一个喜欢的人，这样每天工作之外的16个小时也是快乐的。
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回复【4楼】zhujiaqqq:
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占空比不能写成0~100%么？
找一份喜欢的工作，这样每天工作的8个小时是快乐的。
找一个喜欢的人，这样每天工作之外的16个小时也是快乐的。
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帖子已经比较久远，正在开发功能借鉴楼主一些思路，感谢分享
以我资质之鲁钝，当尽平心静气、循序渐进、稳扎稳打之力。
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回复【6楼】tao:
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做的事全桥逆变啊，一路赋值，一路必须要关断
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这个输入是单极性的吗
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您好，我想问下，您不是使用了定时器1的两个通道和他们的互补通道，看你程序通道1和通道3分别对应全桥的两个桥路中控制信号，但是就是不明白这个通道1和通道3的互补信号怎么在全桥逆变中使用。我现在自己也做，我的理解是这样：我在一个正弦波的半个周期让全桥的一个桥臂的两个管子按照正弦波的变化赋予PWM占空比，另一个桥臂的两个管子占空比给0，下一个半波周期相反，不知道这样理解对不？？
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占空比为什么不能给0~100%呢？我也出现了楼主所给的波形情况，请问怎么改占空比？？难道不是滤波的问题吗？？
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