自激S8050做高频开关管电路电源电路圖,STR41090电源属于自激式并联型S8050做高频开关管电路电源适应电网电压能力为150-280V。 振荡过程 C808上约300V直流电压经R811加到N801的(2)脚内部S8050做高频开关管电路管嘚B极同时经T802的(1)、(3)绕组加到N801的(3)脚内部S8050做高频开关管电路管的C极,S8050做高频开关管电路管开始导通电流流过T802的(1)、(3)绕组,在(1)、(3)绕组产生感应电压极性为(3)正(1)负,经耦合在(6)、(7)绕组也产生感应电压,极性为(7)正(6)负此正反馈電压经C819、R817、R816送回到N801的(2)脚,使S8050做高频开关管电路管电流进一步增大雪崩的过程使S8050做高频开关管电路管迅速饱和。 S8050做高频开关管电蕗管饱和期间T802(1)、(3)绕组的电流线性增大,VD821、VD822截止T802储存磁场能量。由于C819不断被充电使N801的(2)脚电压不断下降,到某一时刻N802(2)脚上的电压不能维持内部S8050做高频开关管电路管的饱和,S8050做高频开关管电路管退出饱和状态C极电流减小,T802各绕组的感应电压极性全部翻轉反馈绕组(6)、(7)脚的电压极性为(6)正(7)负,经C819、R817、R816送到N801的(2)脚使N801(2)脚电压进一步减小,又一雪崩过程使S8050做高频开关管電路管迅速截止S8050做高频开关管电路管截止期间,VD821导通在C822电容上形成112V电压;VD822也导通,在C824电容上形成18V电压T802储存的磁场能量被释放。另一方面C819上的电压经R817、R816、VD812、VD813放电,同时300V电压经R811给C819反向充电这两个因素使C819左端的电压回升,即N801(2)脚的电压回升当(2)脚电压上升0.6V以上时,S8050做高频开关管电路管再次导通开始下一周期的振荡。 稳压电路 稳压电路由STR41090内部完成T802的(5)、(6)脚为取样绕组,经VD814整流、C817濾波在C817上形成取样电压,在正常情况下C817上的电压约为84V,若输出电压112V升高则取样电压也必定升高,该取样电压经R815送到N801的(1)脚通过内部調节,最终使输出电压稳定在112V 保护电路 R814、V801为S8050做高频开关管电路管过流保护电路,R814串在S8050做高频开关管电路管E极与地之间R814上的压降反映了S8050做高频开关管电路管电流的大小,在正常情况下R814上的电压不能使V801导通,一旦S8050做高频开关管电路管过流R814上的压降增大,使V801导通N801的(2)脚被V801短路到地,阻止了S8050做高频开关管电路管过流的可能R812、C812为软起动电路,利用C812两端电压不能突变的特点每次开机瞬间,N801的(5)脚经R812瞬间接地使内部S8050做高频开关管电路管瞬间截止,以避免在开机瞬间S8050做高频开关管电路管饱和时间过长而损坏 简单易制的0-30V(10A)可调稳壓电源
本电源在保证功能适用、性能稳定的前提下对电路尽量简化,这样既可以降低制作工作量和难度又可以提高制作嘚成功率。电路如图(1)主要由Q1、Q2、IC1组成的调整稳压电路和IC2组成的-1.25V生成电路,以及IC4组成的输入电压自动切换控制电路和以Q3、M1、M2为主组成嘚输出显示、指示电路等4部分电路完成整机功能
考虑到本机输出功率可能工作在较大的状态,所以电源变压器的功率选的较大本机采用一功率200W的电源变压器,可以在输出端需要大电流输出时提供充沛的动力!共需要4个绕组:初級220V绕组次级12V、24V绕组和次级9V绕组。其中次级9V绕组和12V、24V绕组是互相独立的用以为调整稳压部分电路提供-1.25V偏压。 本制作的电路比较简单将元器件比较多的核心电路电压调整蔀分、-1.25V电压生成部分、指示电路驱动部分、输出电压检测部分的元件利用一万能板集中布线,而将不易集中安装的功率桥堆、输入电压选擇继电器、大容量滤波电容、输出功率调整管、精密多圈电位器、输出指示表头等按照走线最为合理的布局进行位置固定后采用搭棚焊接工艺,进行连接制作方法可以根据实际情况进行调整,比较简单不再赘述!
1.本机设计最大输出电流可达10A,因电源滤波电容C1的取值較小仅有10000μF,所以实测当输出10A电流时8V-10V和24V-30V的输出电压范围段将会因为电容C1两端纹波过大而使输出纹波大大增加,输出电流小时不存在这種现象 LM396為10A级三端可调稳压器输出电压从1.25V至15V可调,最大功耗可达70W具有LM317所具备的全部保护功能。封装形式如图3-28所示 图3-29为LM396的典型应用电路,V0=1.25V(R1+R2)/R1+Iadj×R2式中,Iadj的典型值为50μAR1和R2应选用低温漂的金属膜电阻,C1和C2为输入滤波电容C3有助于电路抑制纹波,降低输出阻抗及噪声当接入C LM396为10A级三端可调稳压器,输出电压从1.25V至15V可调最大功耗可达70W,具有LM317所具备的全部保护功能封装形式如图3-28所示。 图3-29为LM396的典型应用电蕗V0=1.25V(R1+R2)/R1+Iadj×R2,式中Iadj的典型值为50μA,R1和R2应选用低温漂的金属膜电阻C1和C2为输入滤波电容,C3有助于电路抑制纹波降低输出阻抗及噪声。当接入C3后C4应紧靠稳压器安装。主滤波电容C1的电容值应大于(200μF/A)×I0例如I0=10A,C1至少要选用2000μFC4可不用,但它可降低高频输出阻抗通常选用1μF到10000μF的铝电解电容或钽电解电容。 图3-30为两个LM396的并联应用电路由铜线电阻(0.015Ω)实现均流,最大输出电流可达20A。 317扩流是个很不错的簡易稳压电源方案精心调整后出来的参数也不错,我当初做的电源原理上和您的一样论坛上也凑热闹发了个帖子,电路图如下: 变压器来自幻灯机可长时间带250W负载。电源是给100W短波机用的经常地工作状态是输出13.8V,待机2A发射20A,做成可调式是考虑临时充当试验电源用洇通讯时是间歇发射,短时20A输出这个电源可以应付。最长时因发送图片连续输出20A时间超过10分钟。当初为了扩流电路伤了不少脑筋扩鋶管用过3055、2922。我的经验是大功率管的电流放大倍数别太相信PDF给出的数据电流达到一定程度时,往往电流放大倍数急剧下降后来的经验昰大电流输出时把HFE定在10-15比较保险。也许当初用的管子有问题在取样电阻上直接并扩流管时低于10A输出问题不大,超过10A后电压跌落和波纹都鈈理想因为经常要输出20A,扩流接法必须改!最后的电路如图纸所示分了三级取样管、驱动管+扩流管,这样改后各项指标趋于“理想”扩流电路还有个问题,“扩流点”定的低317往往“工作不稳定”,扩流工作点试过您用的这个数值20A输出时有问题。最终调整为图纸上嘚参数电压调整电位器的接法也和您稍有不同,按图上的解法当电位器接触不实时输出电压跌落为1.25V左右,可保护负载不会因这个原因意外烧毁图纸上标错了,主滤波电容容量为3.9万UFC3容量也和您的不同,我用的是1UF这个电容容量大了后输出动态跟不上。这个电容减小容量后为了压低波纹,在取样管基极对地又接了一只滤波电容做补偿整流桥的散热也比您的大,这玩意发热较多我用了整个金属底盘散热。剩下的不一样就是超压保护电路是为了保护短波机的。对试验电源来讲这部分电路可有可无。老兄这个24V交流能保证30V、10A输出吗峩的经验是大电流输出时,整流输入电压至少不能低于稳压输出电压能高上5V左右就更好了。 自激S8050做高频开关管电路电源电路图二: S8050做高頻开关管电路电源是一种利用S8050做高频开关管电路功率器件并通过功率变换技术而制成的直流稳压电源.它具有体积小、重量轻、效率高、对電网电压及频率的变化适应性强、输出电压保持时间长、有利于计算机信息保护等优点,因而广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端、通信,是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源.S8050做高频开关管电路电源又被称为高效能节能电源,内部电路工作在高频S8050做高频开关管電路状态,自身消耗的能量很低,一般电源效率可达80%左右,比普通线性稳压电源提高一倍.目前生产的无工频式中,S8050做高频开关管电路电源仍然采用脈冲宽调制器PWM或脉冲频率调制器PFM的原理.本文根据PWM原理,利用S8050做高频开关管电路管BU508A,结合实例介绍一种无工频变压器的反激隔离式的S8050做高频开关管电路稳压电源的设计. S8050做高频开关管电路电源的工作原理如图1所示,输入电压为AC220v,50Hz的交流电,经过滤波,再由整流桥整流后变为直流,通过控制电路ΦS8050做高频开关管电路管的导通和截止使高频变压器的一次测产生低压高频电压,经由小功率高频变压器藕合到二次测,再经整流滤波,得到直流電压输出.为了使输出电压稳定,用了TL431取样,将误差经光耦合放大,通过PWM来控制S8050做高频开关管电路管的导通与截止时间(即占空比),使得输出电压保持穩定. 4.1 S8050做高频开关管电路电源的S8050做高频开关管电路控制部分 S8050做高频开关管电路电源其核心是S8050做高频开关管电路控制部分,主要工作过程是通过圖2中B点和C点电压的高低来控制主功率S8050做高频开关管电路管Q1导通和截止的时间(即占空比的大小).当Q1截止时A点为高电平,C5对Q1放电,使B点电位迅速提高,使S8050做高频开关管电路管Q1基极电位高于发射极,因而Q1饱和导通,并对C5进行充电.而此时的电流为变压器原边电流与Q1导通时的电流之和,所以流经R5的电鋶值很大,C点电位升高,饱和导通使A点电位下降,Q1也就截止. D2和D3作用是在Q1导通时,使C点电位不致很高,否则C5的放电时间过长,使Q1关断时间toff过大,而Q1导通时间ton保持不变,这样频率变低.若Q1导通时C点提升太高时,才将Q1变为截止,此时D2和D3正向导通,C点的电位降低,使得C5放电时间很短就能将使Vb>Vc,使toff也很小,因而可以使頻率达到很高. Q1导通时,绕组N2上正下负,C10吸收刚放电时的尖峰电压,防止二极管D10正向导通损坏,D10正向导通,使B点电位升高,从而使Q1更快饱和导通.同时Q2导通,洅使Q3也导通,B点电压下降,原边线圈电流减小至截止.这时N2边为下正上负,D4和D5导通,Q4基极变为高电位,Q4导通,C点电位降低,截止时间变短,而TL431反馈电流使流入Q4基极的电流就会减小,C点电位就下降得慢,截止时间变长.Q1导通时,TL431反馈电流决定C点电位升高的快慢来达到稳压的目的.C12是用来保护Q3,在截止时反向峰徝电压过高,而损坏Q3.反馈控制就是将取样电压与基准电压比较,转化为电流,再经电流放大来调节ton与toff来控制占空比从而达到稳压的目的. R12是输出电壓的最小负载,防止负载空载时电压太高,用于提高轻载时的电压调整率.C17可适当的降低误差放大器的高频增益.TL431的基准电压与输出电压Vo比较,在R14形荿误差电压,从而使IC1的二极管产生不同的电流.R14是IC1二极管的限流电阻.误差放大的频率应由R13、R16、VR和C17决定.由C14和R10构成的RC吸收网络,能消除高频自激振荡,減小射频干扰. 4.3 高频变换器部分 由于高频变压器原边在单位时间里提供的功率与ton的平方和频率成正比、与输入原边直流电压的平方成正比,与原边绕组匝数成反比,若不考虑变压器的消耗,由能量守恒可得变压器副边功率,即输出的功率与变压器副边匝数,以及负载无关,只由原边提供的功率决定.因此要得到不同的输出功率,就只有靠改变高频变压器原边的功率.改变ton对输出功率的影响最大,但受到磁通复位条件的限制不宜较大嘚改变,要改变输入原边的直流电压,只能改变前面电路的滤波电感与滤波电容等参数,还可以在前面加入一个电位器,也能改变直流电压,而频率偠受到功率S8050做高频开关管电路管本身条件的限制.所以改变原边绕组匝数是一个比较好的方法,原边线圈绕组宽度不要太长,而将其分为多层,每┅层的接入都用一个S8050做高频开关管电路控制,需要不同的绕组匝数接入不同的S8050做高频开关管电路就能很好的控制原边上的功率,从而得到不同嘚输出功率.但是,toff时间内要使高频变压器的原边磁通复位,在ton时间内要使其副边磁通复位,如果在S8050做高频开关管电路工作周期结束时,磁通没有回箌周期开始的起点,则变压器磁芯内的磁通就会逐渐增加,导致磁芯饱和而损坏功率S8050做高频开关管电路管.要满足单端变换器的磁通复位条件,就偠使Ton与Toff的时间适当,不能太长,否则使S8050做高频开关管电路管的频率变低,同时与高频变压器原边与副边绕组的匝数有关. TL431是三端可调稳压器,利用两呮外部电阻可设定2.50—36V范围内的任何基准电压值.TL431的电压温度系数很小.动态阻抗低,典型值为0.2欧,输出噪声低,具有适合汽车工业等温度范围内所规萣的热稳定性,有效输出电路具有很陡的导通特性,从而使得这些器件在诸如板上稳压,可调电源和S8050做高频开关管电路电源的应用中,可以很好的替代齐纳二极管. 根据上述原理,进行了设计并制造了样机,调试后性能稳定.该电路的特点是占空比与输入电压成正比(频率成反比),不受负载影响,洇而容易大范围控制.由于S8050做高频开关管电路管的频率受限,能达到50KHz-100KHz左右,电源效率稍微比集成S8050做高频开关管电路管低.为了提高此电路的电源效率最好使用频率较高的S8050做高频开关管电路管,频率越高节能效果就最佳. |
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