两个12V电源能当充电器吗做合路，用什么类型的二极管？整流二极管可以吗？

来源：蜘蛛抓取(WebSpider) 时间：2018-12-10 02:31 标签： 12v电源

最近在网上看到很多人都在讨论Flyback嘚次级侧的RC尖峰吸收问题觉得大家在处理此类尖峰问题上仍过于传统，其实此处用RCD吸收会比用RC吸收效果更好用RCD吸收，其整流管尖峰电壓可以压得更低(合理的参数搭配可以完全吸收，几乎看不到尖峰电压)而且吸收损耗也更小。

图 整流二极管电压波形(RC吸收)

图 整流二极管電压波形(RCD吸收)

从这两张仿真图看来其吸收效果相当，如不考虑二极管开通时高压降可以认为吸收已经完全。

此处的RCD吸收设计可以这樣认为：为了吸收振荡尖峰，C应该有足够的容值已便在吸收尖峰能量后，电容上的电压不会太高为了平衡电容上的能量，电阻R需将存儲在电容C中的漏感能量消耗掉所以理想的参数搭配，是电阻消耗的能量刚好等于漏感尖峰中的能量(此时电容C端电压刚好等于Uin/N+Uo)因为漏感尖峰能量有很多不确定因素，计算法很难凑效所以下面介绍一种实验方法来设计。

2.可以选一个较小的电阻10K1W电阻做吸收的R;

3.逐渐加大负载，并观察电容C端电压与整流管尖峰电压;

如C上电压纹波大于平均值的20%需加大C值;

如满载时，C端电压高于Uin/N+Uo太多(20%以上根据整流管耐压而定)，说奣吸收太弱需减小电阻R;

如满载时，C上电压低于或等于Uin/N+Uo说明吸收太强，需加大电阻R;

如满载时C上电压略高于Uin/N+Uo(5%~10%根据整流管耐压而定)，可视為设计参数合理;

在不同输入电压下再验证参数是否合理，最终选取合适的参数我们再看看两种吸收电路对应的吸收损耗问题(以Flyback为例)：

采用RC吸收：C上的电压在初级MOS开通后到稳态时的电压为Vo+Ui/N,(Vo为输出电压，Ui输入电压N为变压器初次级匝比)，因为我们设计的RC的时间参数远小于开關周期可以认为在一个吸收周期内，RC充放电能到稳态所以每个开关周期，其吸收损耗的能量为：次级漏感尖峰能量+RC稳态充放电能量菦似为RC充放电能量=C*(Vo+Ui/N)^2(R上消耗能量，每个周期充一次放一次)所以RC吸收消耗的能量为

采用RCD吸收，因为采用RCD吸收其吸收能量包括两部分，一部汾是电容C上的DC能量一部分就是漏感能量转换到C上的尖峰能量，因为漏感非常小其峰值电流由不可能太大，所以能量也非常有限相对來讲，只考虑R消耗的直流能量就好了以上面同样的参数，C上的直流电压为Vo+Ui/N=80V电阻R取47K，其能量消耗为0.14W相比上面的1.4W，“低碳”效果非凡

洅谈谈这两种吸收电路的特点及其他吸收电路：

RC吸收：吸收尖峰的同时也将变压器输出的方波能量吸收，吸收效率低损耗大，但电路简單吸收周期与开关频率一致，可以用在低待机功耗电路中

RCD吸收：适合所有应用RC吸收漏感尖峰的地方(包括正激、反激、全桥、半桥等拓撲)吸收效率较RC高，但是存在一直消耗电容(一般比较大)储存的能量的情况不适合应用在低待机功耗电路中(包括初级MOS管的漏感吸收);

再讨论一丅ZENER吸收：可以应用于初级MOS漏感尖峰吸收，次级整流管电压尖峰吸收还可应用于低待机功耗电路，吸收效率最高成本高，但ZENER稳压参数变囮较大需仔细设计。

整流管的反向恢复只会出现在连续工作模式中断续工作模式的电源拓扑，都不会存在整流管的反向恢复问题;

整流管的电容效应及次级杂散电容与次级漏感会引起振荡这种振荡在整流管大的dv/dt(变压器连整流管端电压变化率)和二极管反向恢复电流(连续模式)影响下，表现为变压器输出端+输出电压通过次级漏感与整流管等杂散电容的谐振从而引起整流管反向电压尖峰。

通俗来讲二极管的反向恢复指正在导通的二极管从导通状态转换为反向截至状态的一个动态过程，这里有两个先决条件：二极管在反向截至之前要有一定正姠电流(电流大小影响到反向恢复的最大峰值电流及恢复时间本来已截至的状态不在此列，故只有连续模式才存在反向恢复问题);为满足二極管快速进入截至状态会有一个反向电压加在二极管两端(这个反向电压的大小也影响已知二极管的反向恢复电流及恢复时间)。所以看有無反向恢复问题可以对比其是否具备这两个条件。

准谐振电路的好处是将断续模式整流二极管最大的端变化电压N*Uo+Uo变成N*Uo-Uo减小了其整流二極管在初级MOS管开通时的电压变化率，从而减少了漏感振荡的激励源降低其产生的振荡尖峰，如幅值不影响整流管耐压安全完全可以省詓RC等吸收电路。

这里简约说一下不管是RCD吸收还是ZVS吸收，其N*Vo/Vclamp(N为变压器初次级匝比Vo为输出电压，Vclamp为嵌位电压)越小吸收的损耗就越小(这里鈈考虑RCD吸收中的D二极管反向恢复期间回灌的能量)，如果等于0那损耗就是0.5*Lleakage*Ip^2*fsw，这个是极限值也就是说实际的吸收损耗肯定会大于这个数，偠想降低吸收损耗在满足MOS耐压和EMI要求下，提高吸收点电压就可以降低吸收损耗

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Bourns近日推出一系列新型桥型整流二极管产品将专门应用于交流电(AC)直流电(DC)之转换，该公司特定型号CDTO269-BR1xL表面黏着橋型整流二极管具有低功耗、高功效、低正向电压、高抗浪涌效能和高反向稳定性。该公司新款桥型整流二极管理想转换装置为新一玳的诸多设计提供较佳电源转换效率，且广泛运用于交换式电源供应器(SMPS)、桥型全波整流器、照明镇流器和电池充电装置桥型整流二极管洇其拥有诸多优点，已成为高可靠性、小尺寸和降低成本的电源应用解决方案 比起标准型整流二极管将提供更高的整流效率和变压器利鼡率(TUF)，客户只需要搭配简单的滤波电路便能作为小功率变压器。

补偿电路如图2b所示。 由于受整流二极管非线性的影响二极管的非线性电阻与扩大量程用电阻间的差值越大，则表现在刻度上的影响越小；当低电压时扩大量程电阻值减小，使二极管的非线性电阻影响电蕗明显为了补偿这个原因，将交流刻度绘成高压和低压二种以适应各自的需要。如果要用一条刻度完成零点几伏至数千伏的电压量指礻则必须采用两种电压灵敏度补偿方法。图3就是补偿的一个典型例子在7.5V、15V挡时，电压的灵敏度是133Ω/Ⅴ;在75～600Y各挡时电压的灵敏度是20000/V，這样使一条刻度线完成了0.5～600V的电压测景范围即低压时采用低灵敏补偿电路；高压时采用高灵敏补偿电路。

C上电压略高于Uin/N+Uo(5%~10%根据整流管耐壓而定)，可视为设计参数合理;在不同输入电压下再验证参数是否合理，最终选取合适的参数我们再看看两种吸收电路对应的吸收损耗問题(以Flyback为例)：采用RC吸收：C上的电压在初级MOS开通后到稳态时的电压为Vo+Ui/N,(Vo为输出电压，Ui输入电压N为变压器初次级匝比)，因为我们设计的RC的时间參数远小于开关周期可以认为在一个吸收周期内，RC充放电能到稳态所以每个开关周期，其吸收损耗的能量为：次级漏感尖峰能量+RC稳态充放电能量近似为RC充放电能量=C*(Vo+Ui/N)^2(R上消耗能量，每个周期充一次放一次)所以RC吸收消耗的能量为

大功率电源与小功率电源中，次级整流二极管的损耗都是提高效率的一个瓶颈我们如何将整流二极管的损耗降低到一个可接受范围？大家自然想到加吸收电路那么问题就来了：1、什么情况下要加吸收？2、加什么样的吸收增加电容，增加RC吸收整流二极管套磁珠，整流电路上串饱和电感3、什么情况下，吸收才昰比较理想的怎么判断?由于电容两端的电压不能突变，故可以抑制电压尖峰而电阻纯粹是一个阻尼振荡的作用。对于计算业界一直不嶊荐大都是采用测试法，因为计算出来的跟实际的还是有差异调试方法是先测量振荡波形，读出振荡频率然后加C，使振荡频率减半再计算电路的寄生电容、电感，最后根据振荡电路的特征参数来确定串联电阻的大小或直接接电阻试验，直到振荡

在讨论Flyback的次级侧整鋶二极管的RC尖峰吸收问题在处理此类尖峰问题上此处用RCD吸收会比用RC 吸收效果更好，用RCD吸收其整流管尖峰电压可以压得更低(合理的参数搭配，可以完全吸收几乎看不到尖峰电压)，而且吸收损耗也更小整流二极管电压波形(RC吸收)整流二极管电压波形(RCD吸收)从这两张仿真图看來，其吸收效果相当如不考虑二极管开通时高压降，可以认为吸收已经完全试验过后，你应该会很惊喜二极管可以采用贴片的(快速開关二极管，如果参数合适1N4148不错)，电阻电容都可以用贴片的此处的RCD吸收设计，可以这样认为：为了吸收振荡尖峰C应该有足够的容值，已便在吸收尖峰能量后电容上的电压不会太高，为了平衡电容

开关电源中的整流二极管必须具有正向压降低、快速恢复的特点还应具有足够大的输出功率，可以采用以下三种类型的整流二极管：快速恢复整流二极管;超快速恢复整流二极管;肖特基整流二极管快速恢复囷超快恢复整流二极管具有适中的和较高的正向电压降，其范围是从0.8～1.2V这两种整流二极管还具有较高的截止电压参数。因此它们特别適合于在小功率的、输出电压在12V左右的辅助电源电路中使用。由于现代的开关电源工作频率都在20kHz以上比起一般的整流二极管，快速恢复整流二极管和超快速恢复整流二极管的反向恢复时间莎Ⅱ减小到了毫微秒级因此，大大提高了电源的效率据经验，在选择快速恢复整鋶二极管时其反向恢复时间至少应该是开关晶体管的上升时间

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1 开关管的耐压耐六值是不是达不到要求

可能存在较严重的过载。

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