纯正弦波逆变器电路图（一）

基于高性能全数字式正弦波逆变电源的设计方案

逆变电源硬件结构如图2所示。主要包括直流推挽升压电路、正弦逆变电路、输出滤波电路、驱动电路、采样电路、主控制器和点阵液晶构成。其中，直流升压部分将输入电压升高至输出正弦交流电的峰值以上的母线直流电压，正弦逆变部分将母线直流电压逆变后经输出滤波电路得到正弦式交流电，采样电路则对母线电压、母线电流、输出电压、输出电流、输入电压进行采样，以实现短路保护、过压欠压保护、过流保护、闭环稳压等功能。驱动电路的功能是将驱动信号的逻辑电平进行匹配放大，以满足驱动功率管的要求。控制电路的功能是产生驱动信号，并对采样信号进行处理，以实现复杂的系统功能。点阵液晶的功能是显示系统工作信息，如果输出电压、电流以及保护信息等。

主控制器选用STM32F103VE增强型单片机，STM32系列单片机是意法半导体公司专门为高性能、低成本、低功耗的嵌入式应用设计的产品。此单片机采用哈佛结构，使处理器可以同时进行取址和数据读写操作，处理器的性能高达1.25 MIPS/MHz.支持单周期硬件乘除法，最高时钟频率72 M，最大可达512 kB片上Flash及64 kB片上RAM.同时具有多达30路PWM及3个12位精度的ADC等众多适合做逆变及电机驱动的外设。在本系统中用于产生PWM、SPWM驱动信号，并对采样信号进行处理，以完成稳压反馈及保护功能，并驱动点阵液晶显示系统信息。考虑实际的功率管及驱动芯片的速度，升压PWM波的频率为20 kHz，逆变SPWM波的频率为18 kHz.根据调制方法的不同，SPWM驱动信号形式可以分为：双极性、单极性和单极性倍频。由于双极性调制失真度小，故本设计中SPWM采用双极性驱动方式。

选用LPH7366型点阵液晶，具有超低功耗的特点。用于显示系统当前的工作状态，如输出电压、输出电流、输入电压等信息。同时指示系统是否处于保护以及处于何种保护状态。

为系统不同部分提供不同的电压电需求，由直流输入电压经LM2596—5 V降压到5.0 V后一部分为采样电路供电，另一部分经LDO稳压器LM117—3.3 V稳压到3.3 V供处理器及点阵液晶使用。同时，由推挽变压器的一个辅助绕组得到20 V左右的电压，经整流滤波及LM2596-ADJ稳压到15 V后供驱动电路使用。

选用东芝半导体公司生产的高速光耦隔离型IGBT/MOSFET驱动芯片TLP250.TLP250具有隔离电压高、驱动能力强、开关速度快等特点。驱动电路的原理图如图3所示。

在推挽升压驱动（U1、U2）中，TLP250负责驱动信号幅值与电流的匹配，而对于全桥逆变驱动（U3、U4、U5、U6），不但要考虑驱动电平和驱动能力，还要考虑好上下管驱动信号的隔离问题。为简化设计，全桥逆变的上管驱动（U3、U5）采用了自举供电的方式，减少隔离电源的使用数目。

对逆变桥的驱动电路，为避免上下管直通，设计中需要考虑死区问题。STM32单片机的PWM模块具有死区功能，本设计采取了软件死区方法。这样做的另一个好处是，对不同的功率管只需改变软件设计即可获得最佳的死区参数。

输出电压采样用于反馈稳压，输出电流采样用于过载保护，母线电流采样用于短路保护，母线电压采样用于限制母线电压虚高，输入电压采样用于输入过压/欠压保护。输出采样中使用了电流互感器与电压互感器，大大减小了系统干扰，提高了系统的可靠性。取样电路的原理图如图4所示。

对于输出电流取样，本设计中使用了5 A/5 mA电流互感器。由于电流互感器的输出为毫伏级的交流信号，为了能够被单片机内部AD模块采集到，必须将其整流成直流信号并加以放大。而普通二极管整流电路对毫伏级电压是无效的，因此，此处采用了由运算放大器（U11，LM3 58）构成的小电压整流电路。实际测试表明，该电路有效解决了毫伏级信号的采样问题。

纯正弦波逆变器电路图（二）

下图为前级电路图，此电路采用了光藕隔离反馈，工作在准闭环模式。轻载或者空载时，由于变压器漏感，输出可能超压，容易穿后级和电容。此时占空比减小输出降低，当负载变大后，电路逐渐进入开环模式，以确保足够的电压和功率输出。

纯正弦波逆变器电路图（三）

1.电路极简单，可能为世界上最简单的分立SPWM电路

2.单电源宽电压供电（10V-30V）

3.输出最大占空比高，仿真时最大占空比已经接近100%.这将导致母线电压利用率高，母线电压340V就足够产生230V的工频正弦交流电。

4.隔离输出，受外围电路干扰少。

如图，LM7809将电池电压降为稳定的9V，这使得电路可以在宽电源（10V-30V）情况下工作，左上角红圈里的2N5551和2N5401等元件组成了虚拟双电源，将正9V变成正负4.5V的双电源。

NE555及周边元件组成频率约为20KHz的高线形度三角波振荡器，如图，在NE555的2和6脚可以得到在3V和6V之间运动的三角波。

IC1为LM324，IC1A及周边元件组成50Hz工频正弦振荡器，产生幅度4.5V的正弦波（对于产生的虚地），圈一电位器将这个正弦波幅度分压到3.5V.IC1B和IC1C及周边元件组成精密整流电路，将正弦波变成3V幅值的馒头波。这个馒头波要去和NE555的三角波比较，三角波和馒头波的幅值虽然向同，都是3V，但是这个馒头波的最低电位比三角波的高1.5V.因此，IC1D及周边元件组成减法电路，将馒头波整体下调1.5V，这样三角波和馒头波就可以比较了.LM393B进行比较工作，产生同相位的SPWM波，此波与LM393A组成的正弦波-方波转换器输出的同步方波送入CD4081等组成的编码电路进行编码，产生最终驱动功率管的SPWM信号。两个20K电阻和47P电容用于产生死区于高频臂.SPWM1和SPWM2用于驱动高频臂，50HZ1和50HZ2用于驱动工频臂。

本电路设计巧妙的地方之一就是虚地和实地的转换.LM393A之前电路是工作在虚地状态的，而LM393之后的电路却变成了实地。因为4.5V的交流（对于虚地）对于实地来说是个9V的脉冲.LM393B周边电路也是类似原理。

纯正弦波逆变器电路图（四）

下图就是全硬件纯正弦波逆变器的H桥电路图。

下臂的IRFP460采用光藕直接驱动，上臂的IRFP460采用自举电容+光藕驱动。工作原理简述：当下臂导通时，高频桥的功率管的中点相当于接地，此时220uF的自举电容通过FR107和下臂管充电，当下臂管关断上臂导通时，220uF电容与地隔离，当TLP250内部三极管导通后，相当于给上臂管的GS之间施加一个电压，因此上臂管可以在与之对应TLP250的控制下导通和关断。

1mH电感和一个400V 1uF电容用来完成高频滤波的任务，把高频SPWM方波变成50Hz的正弦波。

纯正弦波逆变器电路图（五）

用单片机制作的纯正弦波逆变电源电路

随着控制技术的发展以及社会对节能要求的提高，直流无刷电机作为一种新型、高效率的电机得到了广泛的应用。传统的直流无刷电机采用方波控制方式，控制简单，容易实现，同时存在转矩脉动、换相噪声等问题，在一些对噪声有要求的应用领域存在局限性。针对这些应用，采用正弦波控制可以很好的解决这个问题。
　　直流无刷电机的正弦波控制简介 　　直流无刷电机的正弦波控制即通过对电机绕组施加一定的电压，使电机绕组中产生正弦电流，通过控制正弦电流的幅值及相位达到控制电机转矩的目的。与传统的方波控制相比，电机相电流为正弦，且连续变化，无换相电流突变，因此电机运行噪声低。　　
根据控制的复杂程度，直流无刷电机的正弦波控制可分为：简易正弦波控制与复杂正弦波控制。
　（1）简易正弦波控制： 　　对电机绕组施加一定的电压，使电机相电压为正弦波，由于电机绕组为感性负载，因此电机相电流也为正弦波。通过控制电机相电压的幅值以及相位来控制电流的相位以及幅值，为电压环控制，实现较为简单。
　（2）复杂正弦波控制： 　　与简易正弦波控制不同，复杂的正弦控制目标为电机相电流，建立电流环，通过直接控制相电流的相位与幅值达到控制电机的目的。由于电机相电流为正弦信号，因此需要进行电流的解耦操作，较为复杂，常见的为磁场定向控制（FOC）及直接转矩控制（DTC）等。 　　
本文将主要介绍简易正弦波控制的原理及其实现。 　　简易正弦波控制原理 　　简易正弦波控制即通过控制电机正弦相电压的幅值以及相位达到控制电机电流的目的。通常通过在电机端线施加一定形式的电压来使绕组两端产生正弦相电压。常见的生成方式为：正弦PWM以及空间矢量PWM。由于正弦PWM原理简单且便于实现，因此简易正弦波控制中通常采用其作为PWM生成方式。图1为BLDC控制结构图，其中Ux、Uy、Uz为桥臂电压，Ua、Ub、Uc为电机绕组的相电压，以下对于不同种类的PWM调制方式的介绍将基于此结构图进行。 　（1）三相正弦调制PWM 　　三相SPWM为最常见的正弦PWM生成方式，即对电机三个端线施加相位相差120度的正弦电压信号，由于中性点为0，因此电机相电压也为正弦，且相位与施加的正弦电压相同。如图2所示。 图2 三相调制SPWM端线电压 　
　（2）开关损耗最小正弦PWM 　　与常见的SPWM不同，采用开关损耗最小正弦PWM时，施加在电机端线上电压Ua、 Ub、Uc并非正弦波电压，此时电机中心点电压并非为0，但是电机相电压仍然为正弦。因此此类控制方式为线电压控制。见图3： 图3 开关损耗最小正弦PWM端线电压 　　其中Ux、Uy、Uz为电机端线电压，Ua、Ub、Uc为电机相电压，可见相电压相位差为120度。Ux、Uy、Uz与Ua、Ub、Uc的关系如下： 　　合并后，Ux，Uy，Uz如下： 　　可见采用开关损耗最小正弦PWM时，Ux，Uy，Uz相位差120度，且为分段函数形式，并非正弦电压，而电机相电压Ua、Ub、Uc仍然为正弦电压。且在120度区内端线电压为0，即对应的开关管常开或常关。因此与三相正弦PWM相比，开关损耗减少1/3。 　　通过控制Ux，Uy，Uz的相位以及幅值即可以控制Ux，Uy，Uz，实现控制电流的目的。 　　直流无刷电机简易正弦波控制的实现 　　系统结构如图4所示。工作原理如下：霍尔输入信号经过自动滤波及采样处理，得到可靠的换相信号，此信息可被用作估算转子角度以及转速。速度PI调解器根据给定转速值以及反馈转速值计算正弦PWM的ModulatiON的大小。位置估算单元利用转速以及换相信息估算转子位置角Angle。通过超前角调整单元，补偿超前角Δ，得到Angle。SPWM单元利用Modulation 以及Angle信息生成开关损耗最小SPWM，输出到逆变单元。以下内容介绍了各单元原理及实现。 图4 系统框图 　　开关损耗最小正弦PWM的生成 　　由于Ux，Uy，Uz相位相差120度，因此以Ux为例进行分析。 　　Ux为分段函数，与为正弦函数且以对称。仅需实现其中一段，另一段对称处理即可。 　　的实现： 　　因此仅需要利用0-120度的正弦表即可以实现，即，其中M为幅值。Uy，Uz的实现与Ux相似，相位差为120°。
　　通过控制M和x即可控制电机相电压的幅值及相位。 　　开关损耗最小正弦PWM控制与霍尔位置传感器的关系 　　通常直流无刷电机采用霍尔传感器定位转子位置，由于传统控制方式为方波控制，因此3个霍尔传感器即可满足要求。霍尔传感器的位置与转子反电势之间的关系见图5，即霍尔传感器安装于反电势为30°、90°、150°、210°、270°、330°的位置。具体霍尔输出值与霍尔的具体安装方式相关。 图5 BLDC霍尔传感器输出与反电势之间的关系 　　采用开关损耗最小正弦PWM控制BLDC时，电机端线电压与霍尔传感器输出之间的关系示意图如图6。 图6 采用开关损耗最小正弦PWM时，端线电压与霍尔状态的关系 　　由图2可知，采用开关损耗最小正弦PWM时电机端线电压超前于相电压30°，因此可得采用正弦波控制时电机相电压与反电势同步。 　　由于相电压超前于相电流，因此相电流滞后于反电势。 　　转速计算 　　转速计算依赖于霍尔传感器，理想状态下相邻两个霍尔状态的间隔为60°，实际应用中由于存在安装误差，实际间隔并非60°，会引入计算误差。本文档中采用一个霍尔传感器的输出作为转速计算参考，如图7所示。其中高低电平分别为180度，不会引入安装误差。利用此信息即可计算电机转速。 图7 转速计算 　　计算公式如下：。其中：f为电频率，P为电机极对数 　　角度估算 　　与方波控制不同，正弦波控制中角度为连续变化，而BLDC中常见的3个霍尔传感器仅仅能提供6个角度信息，即0°，60°，120°，180°，240°，300°，其他角度信息无法直接获得。通常采用平均速度法，假设在一定时间内电机速度平稳，利用前次霍尔换相时的角度与速度信息插值得到其他角度信息，如图8所示。 图8 角度估算 　　，由此可见电机的转速波动将直接影响角度计算的误差，在方案中利用相邻3次180°换相时间的平均值来计算转速信息，如图9。 图9 多次平均法计算转速 　　即，以此减少转速波动引起的角度误差。 　　转速PI 　　转速控制采用PI调解器，输入为转速给定及转速反馈，输出为开关损耗最小正弦PWM的幅值Modulation。公式如下： 　　其中：y为PI调解器输出。具体实现时，积分环节添加抗积分饱和功能，限制积分器输出的最大、最小值，同时对整个PI调解器的输出值增加饱和限制，实现框图如下。 图10 PI调解器框图 　　启动 　　直流无刷电机启动之前，转子处于静止状态，仅仅能利用霍尔传感器得到电机的绝对位置信息，由于不存在换相，无法得到电机转速信息，因此无法利用平均速度法计算正弦控制所需的角度信息。所以在电机启动阶段，无法直接切入正弦控制方式，在此采用方波控制方式启动。当电机启动后并获得可靠的换向信息后，即可切入正弦波控制。为了防止出现较大的转速波动，需要注意切换前后电流的相位及幅值均平稳过渡。 　　理想切换前后的电流波形图11如下。 　　超前角调整 　　由前面内容可知，霍尔传感器的输出反映转子的反电势信息，依据霍尔状态生成的正弦波相电压与转子反电势同相位。而由于电机为感性负载，因此电机相电流滞后于相电压。即电机相电流滞后于反电势。而霍尔最大转矩输出时，电机相电流与反电势同步，因此需要调整电压相位，使生成的相电压超前于反电势，即超前角Δ。适当调整Δ，可使相电流与反电势同相位，提高输出转矩，提高系统效率。超前角的调整可通过实验形式手动调整，或者采用一定的算法自动调整。 图11 方波控制向正弦波控制的理想切换 　　实验结果 　 　　小结 无刷直流电机一般采用方波驱动，采用霍尔传感器采样转子位置，以此为基准信号控制绕组强制换相。这种方案控制方法简单，成本低，在目前电动车方案中应用广泛。但由于方波驱动换相时会出现电流突变，导致转矩脉动较大，转动不平稳，噪声指标较差，难以在家电应用领域推广。而正弦驱动可以避免换相时的电流突变，虽然最大转矩会降低，但在噪声指标上有明显的优势。