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求开关电源的电流采样电阻如何处理？？
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变频器开关电源的故障检修中，有时碰到开关管源（射）极所串接电流采样电阻的断路现象，见图一中R37（1.5&O2W）。检查开关管K2225、变压器B1、U1振荡芯片、D13、D14等关键元件均无损坏，故障可能只是R37开路而已，换用同型号优质元件，也许故障就能排除。开关管源极串接此电阻的目的，是利用流入开关变压器初线绕组的工作电流，在R37上产生压降，此电压信号发映开关管工作的电流的大小，输入U1的3脚，用作限流及过电流动作保护。当1脚电压幅度（因过电流达600mA以上）升到1V&以上时，开关电源会作出停振动作，以保护开关管及负载电路的安全。因而该电阻被称为电流采样电阻。该电阻的取值范围从0.几&O～1.5&O，按道理说，变频器的功率越大，开关电源输出的电流越大，显然该电阻的阻值会越小。但是也有相当多的例外（请参见图一、图二），例如5.5kW的变频器，该电阻取值为1.5&O，但1.5kW的变频器，该电阻取值是1.1&O，反而更小，小变频器反而需要输出更大的工作电流吗？当然不是。这是什么原因呢？将上面的问号暂且按下不表，听我讲述一个故障实例：检修一台1.5kW德力西变频器的开关电源，查电流采样电阻（1.5&O2W）已呈断路状态，检测其它元件未见异常。维修者手有头暂无功率电阻更换，为了应急修复，便将此电阻用短路线连接，然后上电开机，只听得&啪啦&一声响，电路冒烟。停电检修，发现开关管K2225炸裂，开关管栅级电阻断路，振荡芯片损坏，初级绕组4只限流电阻烧毁，故障扩大！维修者惶惑了：以前也这么干过呀，在二次负载电路无故障情况下，将此电阻短接，应急修复，是能正常运行的。但本台变频器，限流电阻为何不能短接呢？以前有网友问过，将该电阻短接会怎么样？有无损坏开关管的风险？可不可以短接此电阻将开关电源应急修复？答案是不一的，有人回答正常情况下不会损坏开关管，有人说，短接不得，上电即会损坏开关管。哪个答案才是正确的呢？两种答案其实都有道理又都不能说是完全正确！比对图一、图二的电路特点和电流采样电阻的取值的不同，并进行简要分析，基本上可以得出较为正确的结论。图一电路：变频器功率稍大，为5.5kW，但电流采样电阻取值反而较大，为1.5&O2W。我们看振荡芯片U1的外围振荡、稳压、供电等回路，一目了然，没有&上电软起&电路；图二电路：变频器功率较小，为为1.5kW，但电流采样电阻取值反而较小，为1.1&O。再看振荡芯片U1的外围电路，多出了三极管AQ1、电容AE1、电阻AR8、AR10、AR11等构成的&&上电软起动&电路。其工作机理是这样的：1脚与8脚之间有一个输出电压过冲抑制电路（输出电压限幅电路），由AR11、AQ10、AQ1构成，上电瞬间，因反馈电压未来得及建立，经1、2脚内部放大器处理，1脚将输出过高的误差电压，由后级电路控制开关管的导通时间变长，输出电压大幅度上升。本电路上电期间，由于AE1的充电作用，形成AQ1的基极电流，AQ1的导通拉低了U1的1脚误差电压的幅度，并由AE1充电过程的进行，使次级绕组的电压&缓慢上升&，避免了输出电压的过冲（开关管工作电流的过冲）。开关电源上电瞬间，因反馈电压尚未建立，稳压环节处于&短时失效状态&，因而会出现一个开关管的激励脉冲占比比最大、导通时间最长、导致电流最大、次级加路输出电压最高的一个短暂过程。实际工作中，希望这个过程在时间上愈短愈好，否则其危险性是不言而喻的。图一电路对上电时输出电流/电压过冲的措施完全依赖于电流采样电阻，故该电阻取值较大，能取得较大的电流反馈信号。上电期间的电流过冲引起该电阻上的压降上升，产生电流反馈信号，改变了开关管激励脉冲的占空比，使开关管的工作电流减小，输出电压回落，随后输出电压反馈环节成立，电路进入闭环控制之下，输出电压得以稳定。因采样电阻直接串入开关管的源极，故有极快的反应速度，限流效果极佳。图二电路中，电流采样电阻取值较小，对上电期间的输出电压过冲的抑制，更多是依赖于由AQ1构成的&上电软起动&电路。开关电源上电起振后，AQ1电路与U1内部误差电路相结合，对开关管的流通电流/次级绕组输出电压产生限幅动作（缓慢上升），直到输出电压的反馈环节成立，电容AE1充电过程结束，由AQ1构成的&软起动&电路才失去作用。两种电路的明显特征为：图一电路电流采样电阻的取值偏大，无&上电软起电路&；图二电路电流采样电阻取值较小（有的甚至在1&O以下），有&上电软起电路&。可以设想：图二电路在维修中，将电流采样电阻应急短接，因AQ1等电路的电流/电压限幅作用，开关管等元件可以侥幸不坏，正常情况下，开关电路还能投入工作；图一电路，将电流采样电阻短接后，开关管因丢失最后一道&过流保护屏障&，造成开关管炸裂和其它元件的损坏，则是可以预期的。对变压器而言，一次绕组的激磁电流，取决于负载绕组的电流大小，在开关变压器二次绕组负载正常或为轻负载甚至脱开二次负载电路的情况下，短接电流采样电阻，仍有可能损坏开关管等元件，那么这一个上电浪涌电流是如何产生的呢？请看图三。可以说，图三中，滤波电容C23、C27是开关电源上电瞬间，最重的负载元件。未上电前，电容内部电荷为零，上电瞬间，电荷为零的电容，呈现极小的&内阻&，故形成较大的&浪涌充电电流&。从一定意义上说，此一充电电流近乎为&短路电流&！正常工作时，滤波电容上因建立起一起的电压，其充、放电电流幅度便大为减小。所以说，上电期间，开关电源最危险的负载元件，并非负载电路中的IC、电阻等元件，而恰恰是电源本身容量较大的滤波电容！因而即使将负载电路全部脱开，短接电流采样电阻，也是危险的行为！可以得出这样一个结论：短接电流采样电阻，开关电路还能&正常&工作，这是非常侥幸的一件事情，完全取决于开关电源电路的构成。因而提倡还是要换用原值电阻，并尽可量采用限流措施，如将开关电源的供电串入40W灯泡进行限流，修复后再恢复正常供电，则能将电路高效修复并避免了故障的进一步扩大。&不要图省事，短接电流采样电阻，对开关电源进行&非法维修&，为自己和用户带来更大的麻烦和损失!
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server is ok&　　 & & 反激式开关电源以其结构简单、元器件少等优点在自动控制及智能仪表的电源中得到广泛的应用。开关电源的调节部分通常采用脉宽调制(PWM)技术，即在主变换器周期不变的情况下，根据输入电压或负载的变化来调节功率MOSFET管导通的占空比，从而使输出电压稳定。脉宽调制的方法很多，本文中所介绍的是一种高性能的固定频率电流型脉宽集成控制芯片UC3845。该芯片是专为离线的直流至直流变换器应用而设计的。其主要特点是具有内部振荡器、高精度误差比较器、逐周电流取样比较、启动电流小、大电流图腾柱输出等，是驱动MOSFET的理想器件。
　　1 UC3845简介
　　UC3845芯片为SO8或SO14管脚塑料表贴元件。专为低压应用设计。其欠压锁定门限为8.5v(通)，7.6V(断);电流模式工作达500千赫输出开关频率;在反激式应用中最大占空比为0.5;输出静区时间从50%~70%可调;自动前馈补偿;锁存脉宽调制，用于逐周期限流;内部微调的参考源;带欠压锁定;大电流图腾柱输出;输入欠压锁定，带滞后;启动及工作电流低。
　　芯片管脚图及管脚功能如图1所示。
　　图1 UC3845芯片管脚图
　　1脚：输出/补偿，内部误差放大器的输出端。通常此脚与脚2之间接有反馈网络，以确定误差放大器的增益和频响。
　　2)反馈绕组的匝数计算
　　Ns=Np(Vcc+0.8)(1一Dmax)/(UdcminiDmax )，NP其中为变压器初级匝数。
　　3)滤波
　　为滤除供电端的高频信号，Vcc对地接一个瓷片电容，在PCB布线时要注意，不能有电感成分的介入，以免产生干扰，引成电路不稳定。
　　4)占空比D
　　UC3845会根据输入电压的变化来调整其工作的占空比。根据UC3845的参数要求，设UC3845对应最低直流电压输入时最大占空比Dmax=0.5.
　　当输入直流电压在144V和177V范围内，UC3845的占空比的范围为：
　　5)调制频率f
　　振荡器OSC的频率由定时元件RT和CT选择值决定。电容CT由参考电压V
ref(=5V)通过电阻R充电，充至2.8V,再由内部电流宿放电到1.2V,形成锯齿波脉冲信号，如图3.不管在大RT
小CT还是大CT小RT,振荡器充电时锁存器置位输入方波为低电平，放电时输入方波为高电平。
　　当锁存器置位输入方波为高电平时，或非门输出始终为低电平，封锁PWM,这段时问由内部振荡器OSC放电过程时间决定。在锁存器置位输入方波下降沿同时，如或非门其他三个输入信号输入无效电平时，或非门输出为高电平，MOSFET管导通。
　　其他三个输入信号分别为：一个为电流取样比较器输出，一个为误差放大器输出，一个为输入欠压比较器输出。
　　为滤除参考端的高频信号，V 对地接一个瓷片电容，在PCB布线时要注意，不能有电感成分的介人，以免产生干扰，引成电路振荡打隔。
　　OSC振荡频率f=1.8/(RtCt)， 当取RT=33kf2,CT=1000PF,f=-54kHz.
　　6)电流取样比较
　　在图2中，MOSFET管导通时，Udc
=Ldi/dt,变压器电感电流以斜率Udc/L线性增长，L为变压器的初级电感。在MOSFET管的源极与地间串接一个无感取样电阻Rs，将变压器的初级电流转换成取样电压Ud
=RS i.在输出同样的功率下，输入直流电压越小，变压器一次电流也越大，通过MOSFET管的电流也越大。为保护M0SFET管不致损坏，
需计算电感峰值电流Ip=2P/(UdcminUmax )。选择功率MOSFET管的最大峰值电流Icmax应大于1.3Ip.
　　取样电压Ud经RC滤波后，送到UC3845的3脚。当该电压超过lV时，比较器输出高电平，送到RS锁存器的复位端，PWM输出为低电平，使PWM的占空比减小，从而限制电感峰值电流。
　　无感取样电阻尺。的电阻值为：Rs=l/Ip,功率1W.而RC滤波器的时间常数接近尖脉冲的持续时间，否则引起电源输出的不稳定。取R=lk,C=470PF.
　　7)误差比较器
　　Vref经电阻分压为2.5V接至误差比较器的正端，而负端(2脚)接外部监测电压输入。误差比较器(1脚)输出用于外部回路的补偿，如图2,输出电压因两个二极管压降而失调(=1.4V)，并在连接到取样比较器反向输入端之前被三分。2脚和1脚间接一个RC网络进行环路补偿。取R
11=150kQ,C11=100PF.
　　外部监测电压输入端(2脚)可用于对输出回路引入电压反馈环节，如对主输出回路5V的稳定度要求不高，可将馈电电压引入，以监测输出回路过电压。Vcc经电阻分压接到UC3845~b部监测电压输入端，当由于某种原因，输出回路电压升高时，
外部监测电压输入端大于2.5V, 误差比较器输出小于2.5V,结合电流取样比较输入电压，PWM输出为低电平， 使PWM的占空比减小，
输出回路电压减小。如果对主回路输出5V电压的精度有要求。应采用反馈电路由光耦PC817、TL431及与之相连的阻容网络构成。其控制原理如下：
　　主回路5V输出输出电压经电阻分压后得到采样电压，此采样电压与TL43
l提供的2.5V参考电压进行比较，当输出电压正常(5V)时，采样电压与TL43l提供的2.5V参考电压相等则TL431的K极电位不变，流过光耦二极管的电流不变，流过光耦的电流不变，UC3845的2脚输入电压不变，1脚电位稳定，6脚输出PWM驱动的占空比不变，输出电压稳定在设定值不变。
　　当输出5V电压因为某种原因偏高时，经电阻分压值就会大于2.5V,则TL431的K极电位下降，流过光耦二极管的电流增大，则流过光耦的电流增大，UC3845的2脚输入电压上升到大于2.5V,l脚电位下降，6脚输出驱动脉冲PWM的占空比下降，输出电压降低，这样就完成了主回路输出电压反馈稳压的作用。
　　3 结束语
　　实践证明，基于UC3845的反激式开关电源具有输入电压范围宽、输出电压精度高、负载的调整效率高等特点。本电源应用于网络电测仪表中，收到了良好的效果，具有一定的推广价值。
　　2脚：电压反馈输入端。此脚与内部误差放大器同向输入端的基准电压(2.5 V)进行比较，调整脉宽。
　　3脚：电流取样输入端。
　　4脚：R T/CT振荡器的外接电容C和电阻R的公共端。通过一个电阻接Vref通过一个电阻接地。
　　5脚：接地。
　　6脚：图腾柱式PWM输出，驱动能力为土1A.
　　7脚：正电源脚。
　　8脚：V ref，5V基准电压，输出电流可达50mA.
　　2 设计方法
　　如图2为基于U C3845反激式开关电源的电路图，虚线框内为UC3845内部简化方框图。
　　1)启动电压和电容的选择
　　交流电源115VAC经整流、滤波后为一个纹波非常小的直流高压Udc,该电压根据交流电源范围往往可得到一个最大Udcmax， 一 和最小电压Udcmin
　　当直流输入电压大于1 44V以上时，U C3845应启动开始工作，启动电阻应由线路直流电压和启动所需电流来确定。
　　根据UC3845的参数分析可知，当启动电压低于8.5V时，UC3845的整个电路仅消耗lmA的电流，即UC3845的典型启动电压为8.5V,电流为1mA.加上外围电路损耗约0.5mA,即整个电路损耗约1.5mA.在输入直流电压为最小电压
Ddcmmn时，启动电阻Rin的计算如下：
　　图2 基于UC3845反激式开关电源的电路图
　　启动过程完成后，UC3845的消耗电流会随着MOSFET管的开通增至100mA左右。该电流由启动电容在启动时储存的电荷量来提供。此时，启动电容上的电压会发生跌落到7.6V以上，要使UC3845fj~保持工作，反馈绕组L
应能及时提供馈电电压。如电压低于7.6V欠压比较器动作，PWM输出低电平。自馈电时间由UC3845的开关周期决定，取U C3845的振荡频率
54kHz.启动电容的容量可由下式计算得到：
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