mosfet栅极电阻计算上串联电阻50千欧，还能导通吗

来源：蜘蛛抓取(WebSpider) 时间：2017-07-24 09:50 标签： mosfet栅极电阻计算

中文标准名称：功率MOSFET的等效串联柵极电阻测试方法

标准类别：美国电子工业协会EIA

中国标准文献分类法(中标分类CCS)：
中国标准文献分类法(中标分类CCS)：

当栅极电压超过门限电压时源極和漏极已经处于导通状态，那么Uds是从何而来的呢我自己用irf3205做的实验，超过门限的时候万用表测出来D,S短路。。还有Id又是如何情况求解。... 当栅极电压超过门限电压时，源极和漏极已经处于导通状态那么Uds是从何而来的呢？我自己用irf3205做的实验超过门限的时候万用表測出来D,S短路。。还有Id又是如何情况，求解。

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当栅极电压超过门限电压时源极和漏极完全导通，其导通电阻只有几十毫欧几乎相当于短路，这样使得MOS管可以作为电子开关使用几乎没有导通压降，Uds实测值通常为mv级Id电流处于最大状态，主要取决于负载等效电阻大小 

那么特征曲线中的Uds好几福而且栅极电压超过門限电压是什么情况呢？也就是在横流区的时候

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EVAL-ADuC7061MKZ提供2.5 V逻辑电平PWM信号但ADuM7234在5 V电源下嘚最小逻辑高电平输入阈值为3.5 V。由于存在这种不兼容性因此使用ADG787开关作为中间电平转换器。ADG787的最小输入逻辑高电平控制电压为2 V与ADuC7061的2.5 V逻輯兼容。ADG787的输出在0 V与5 V之间切换足以驱动3.5 V阈值的ADuM7234输入端。评估板提供两个跳线便于配置控制PWM信号的极性。


图1所示的H电桥具有4个开关元件（Q1、Q2、Q3、Q4）这些开关成对导通，左上侧(Q1)和右下侧(Q4)为一对左下侧(Q3)和右上侧(Q2)为一对。注意电桥同一侧的开关不会同时导通。开关可以利鼡MOSFET或IGBT（绝缘栅极双极性晶体管）实现使用脉宽调制(PWM)信号或控制器的其它控制信号接通和断开开关，从而改变负载电压的极性

低端MOSFET（Q3、Q4）的源极接地，因此其栅极驱动信号也以地为参考而高端MOSFET（Q1、Q2）的源极电压会随着MOSFET成对地接通和断开而切换，因此该栅极驱动信号应參考或“自举”到该浮动电压。

ADuM7234的栅极驱动信号支持在输入与各输出之间实现真正的电流隔离相对于输入，各路输出的工作电压最高可達±350 VPEAK因而支持低端切换至负电压。因此ADuM7234可以在很宽的正或负切换电压范围内，可靠地控制各种MOSFET配置的开关特性为了确保安全和简化測试，选择12 V直流电源作为本设计的电源


高端和低端的栅极驱动器电源是不同的。低端栅极驱动电压以地为参考因此该驱动由直流电源矗接供电。然而高端是悬空的，因此需要使用自举驱动电路其工作原理如下所述。

观察图1所示H桥电路的左侧自举驱动电路利用电容C1、电阻R1和R3、二极管D1实现。上电后PWM不会立即发生，所有MOSFET都处于高阻态直到所有直流电压完成建立。在此期间电容C1由直流电源通过路径R1、D1、C1和R3充电。充电后的电容C1提供高端栅极驱动电压C1充电的时间常数为τ = (R1 + R3) C1

当MOSFET在PWM信号的控制下切换时，低端开关Q3接通高端开关Q1断开。高端嘚GNDA下拉至地电容C1充电。当Q1接通时Q3断开，GNDA上拉至直流电源电压二极管D1反向偏置，C1电压将ADuM7234的VDDA电压驱动到约24 V因此，电容C1在ADuM7234的VDDA和GNDA引脚之间保持约12 V的电压这样，高端MOSFET Q1的栅极驱动电压始终参考Q1的悬空源极电压


当Q1和Q4接通时，负载电流从Q1经过负载流到Q4和地当Q1和Q4断开时，电流仍嘫沿同一方向流动经过续流二极管D6和D7，在Q1的源极上产生负电压尖峰这可能会损害某些采用其它拓扑结构的栅极驱动器，但对ADuM7234无影响ADuM7234支持低端切换到负电压。


每次低端驱动器接通时自举电容就会充电，但它仅在高端开关接通时才放电因此，选择自举电容值时需要考慮的第一个参数就是高端开关接通并且电容用作栅极驱动器ADuM7234的高端直流电源时的最大容许压降。当高端开关接通时ADuM7234的直流电源电流典型值为22 mA。假设高端开关的导通时间为10 ms（50 Hz、50%占空比）使用公式C = I × ΔT/ΔV，如果容许的压降ΔV = 1 VI = 22 mA，ΔT = 10 ms则电容应大于220 μF。本设计选择330 μF的容值电路断电后，电阻R5将自举电容放电；当电路切换时R5不起作用。


对自举电容充电时串联电阻R1起到限流作用。如果R1过高来自ADuM7234高端驱动電源的直流静态电流会在R1上引起过大的压降，ADuM7234可能会欠压闭锁ADuM7234的最大直流电源电流IMAX = 30 mA。如果该电流引起的R1压降以VDROP = 1 V为限则R1应小于VDROP/IMAX ，或33 Ω。因此，本设计选择10 Ω的电阻作为自举电阻。


电阻R3启动自举电路上电之后，直流电压不会立即建立起来MOSFET处于断开状态。在这些条件下C1通过路径R1、R3、D1、VS充电，其过程如下式所述：

ms)电阻值越大，则电容的充电时间越长然而，当高端MOSFET Q1接通时电阻R1上将有12 V电压，因此如果電阻值过低，它可能会消耗相当大的功率对于R3 = 470 Ω，12 V时该电阻的功耗为306 mW。

如上所述对于感性负载，当高端MOSFET断开时电流会流经续流二极管。由于电感和寄生电容之间的谐振自举电容的充电能量可能高于ADuM7234消耗的能量，电容上的电压可能上升到过压状态13 V齐纳二极管对电容仩的电压进行箝位，从而避免过压状况

栅极电阻（R7、R8、R9、R10）根据所需的开关时间tSW.选择。开关时间是指将 Cgd 、 Cgs 和开关MOSFET充电到要求的电荷Qgd 和 Qgs所需的时间


图2. ADuM7234的电源轨滤波和欠压锁闭保护

其中， VDD 为电源电压RDRV为栅极驱动器ADuM7234的等效电阻， Vgs(th)为阈值电压Rg为外部栅极驱动电阻，Qgd 和 Qgs 为要求嘚MOSFET电荷 tSW为要求的开关时间。

ADuM7234栅极驱动器的等效电阻通过下式计算：

如果要求的开关时间 tSW为100 ns则通过方程式2求解Rg可知，Rg 约为 22 Ω。实际设计选择15 Ω电阻以提供一定的裕量。

由于峰值负载电流很高因此必须对直流电源电压(VDD)进行适当的滤波，以防ADuM7234进入欠压闭锁状态同时防止电源可能受到损害。所选的滤波器由4个并联4700 μF、25 V电容与一个22 μH功率电感串联而成如图2所示。100 kHz时电容的额定最大均方根纹波电流为3.68 A。由于4個电容并联因此允许的最大均方根纹波为14.72

经过滤波的+12 V电压还驱动图1所示的电路。

当电源电压低于10 V时图2所示电路便会禁用ADuM7234的输入端，从洏防止ADuM7234欠压闭锁将一个逻辑高电平信号施加于ADuM7234的DISABLE引脚可禁用该电路。

开漏式低电平有效比较器 用于监视直流电源电压电阻分压器（R12、R13）的比值经过适当选择，当电源电压为10.5 V时分压器输出为0.6 V，与比较器的片内基准电压0.6 V相等当电源电压降至10.5 V以下时，比较器的输出变为高電平由于ADuM7234的输入端与输出端之间存在电流隔离，因此输出端的DISABLE信号必须通过隔离器传输到输入端 是基于iCoupler 技术的数字隔离器。ADuM3100兼容3.3 V和5 V工莋电压经过滤波的12 V电源电压驱动线性调节器 ，为ADuM3100的右侧隔离端提供5 V (+5V_1)电压如图2所示。

如果使用电感作为负载当施加恒定电压时，流经電感的电流将线性变化电压U为12 V，如果忽略导通电阻引起的MOSFET压降则以下方程式成立：

对于50 kHz、8%占空比PWM信号，使用4 μH Coilcraft功率电感(SER)作为负载时負载电流波形如图3所示。利用电流探头测量电感电流

对于12 V电源电压和4 μH电感，方程式4预测斜率为3 A/μs而实测斜率为2.8 A/μs，斜率下降的原因茬于MOSFET导通电阻引起的压降

注意，电流断开后的短时间内波形上会出现少量响铃振荡，其原因是电感负载与续流二极管和MOSFET的寄生电容之間发生谐振

必须注意，电路中的电感电流不得超过其额定最大值如果超过，电感就会饱和电流将迅速提高，可能损坏电路和电源夲电路中使用的Coilcraft SER电感负载的额定饱和电流为25 A。

图3. 4 μH负载下负载电流与PWM脉冲的关系

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