请教 峰值电流模式与平均电流模式 优/缺？
请教 峰值电流模式与平均电流模式 优/缺？
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allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 15:20:20
请教大侠 峰值电流模式与平均电流模式 优/缺？
传一篇文章你看看：
开关电源的五种PWM反馈控制模式。
开关电源五种PWM反馈控制模式.doc
|hlp330离线LV7版主积分：21738|主题：88|帖子：8162积分:21738版主 16:46:21&看看两种模式PFC的优缺点：
allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 16:51:32&PWM 的这两种模式的IC呢？
请问PFC 的峰值电流模式与平均电流模式，
具体有哪些典型的IC？ ||powerliu离线LV8副总工程师积分：4243|主题：83|帖子：1711积分:4243LV8副总工程师 17:11:38&峰值电流模式控制PWM的优点:
①暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应均快；峰值电流模式控制PWM是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。电流内环是瞬时快速按照逐个脉冲工作的。功率级是由电流内环控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源。在该双环控制中，电流内环只负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC储能电路。由于这些，峰值电流模式控制PWM具有比起电压模式控制大得多的带宽。?
②虽然电源的L－C滤波电路为二阶电路，但增加了电流内环控制后，只有当误差电压发生变化时，才会导致电感电流发生变化。即误差电压决定电感电流上升的程度，进而决定功率开关的占空比。因此，可看作是一个电流源，电感电流与负载电流之间有了一定的约束关系，使电感电流不再是独立变量，整个反馈电路变成了一阶电路，由于反馈信号电路与电压型相比，减少了一阶，因此误差放大器的控制环补偿网络得以简化，稳定度得以提高并且改善了频响，具有更大的增益带宽乘积。在小信号分析时，这种电路可以忽略电感的存在。因此，在整流器的输出端，增益和相移是由并联的输出电容和负载电阻确定的。这样，电路最多只有900相移和20分贝/十倍频而非40分贝/十倍频的增益衰减。
③输入电压的调整可与电压模式控制的输入电压前馈技术相妣美；
④简单自动的磁通平衡功能；
⑤瞬时峰值电流限流功能 ，即内在固有的逐个脉冲限流功能；
⑥自动均流并联功能。
峰值电流型控制存在的问题：
1，开环不稳定
2次谐波振荡
对电流型控制而言,内环电流环峰值增益是个很重要的问题，这个峰值增益在开环频率一半的地方，由于调制器的相移可能在电压反馈环开关频率一半的地方产生振荡,这种不稳定性叫做次谐波振荡。
allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 17:32:14&是不是没有PWM的平均电流模式？ ||jimmmy1125离线LV6高级工程师积分：2926|主题：38|帖子：2786积分:2926LV6高级工程师 09:49:05&学习了。。 ||
hlp330离线LV7版主积分：21738|主题：88|帖子：8162积分:21738版主 10:04:57&传一篇文章你看看：
开关电源的五种PWM反馈控制模式。
||allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 10:27:55&不错，贴出相关部分：
1）峰值电流模式控制PWM
①暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应均快；②控制环易于设计；③输入电压的调整可与电压模式控制的输入电压前馈技术相妣美；④简单自动的磁通平衡功能；⑤瞬时峰值电流限流功能 ，即内在固有的逐个脉冲限流功能；⑥自动均流并联功能。
①占空比大于50%的开环不稳定性，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差；②闭环响应不如平均电流模式控制理想；③容易发生次谐波振荡，即使占空比小于50%，也有发生高频次谐波振荡的可能性。因而需要斜坡补偿；④对噪声敏感，抗噪声性差。因为电感处于连续储能电流状态，与控制电压编程决定的电流电平相比较，开关器件的电流信号的上斜坡通常较小，电流信号上的较小的噪声就很容易使得开关器件改变关断时刻，使系统进入次谐波振荡；⑤电路拓扑受限制；⑥对多路输出电源的交互调节性能不好。
2）平均电流模式控制PWM (Average Current-mode Control PWM)?
平均电流模式控制概念产生于70年代后期。平均电流模式控制 PWM集成电路出现在90年代初期，成熟应用于90年代后期的高速CPU专用的具有高di/dt动态响应供电能力的低电压大电流开关电源。图5(a)所示为平均电流模式控制PWM的原理图［1］。将误差电压Ue接至电流误差信号放大器(c/a)的同相端，作为输出电感电流的控制编程电压信号Ucp（U current- program）。带有锯齿纹波状分量的输出电感电流信号Ui接至电流误差信号放大器(c/a)的反相端，代表跟踪电流编程信号Ucp的实际电感平均电流。Ui与Ucp的差值经过电流放大器(c/a)放大后，得到平均电流跟踪误差信号Uca 。再由Uca及三角锯齿波信号UT或Us通过比较器比较得到PWM关断时刻。Uca的波形与电流波形Ui反相，所以，是由Uca的下斜坡（对应于开关器件导通时期）与三角波UT或Us的上斜坡比较产生关断信号。显然，这就无形中增加了一定的斜坡补偿。为了避免次谐波振荡，Uca的上斜坡不能超过三角锯齿波信号UT或Us的上斜坡。
优点是：①平均电感电流能够高度精确地跟踪电流编程信号 ；②不需要斜坡补偿；③调试好的电路抗噪声性能优越；④适合于任何电路拓扑对输入或输出电流的控制；⑤易于实现均流。
缺点是：①电流放大器在开关频率处的增益有最大限制；②双闭环放大器带宽、增益等配合参数设计调试复杂。
图5(b)为增加输入电压前馈功能的平均电流模式控制，非常适合输入电压变化幅度大、变化速度快的中国电网情况。 ||
拒绝变帅离线LV10总工程师积分：12636|主题：66|帖子：5524积分:12636LV10总工程师 10:58:27&呵呵，见过平均电流控制的反激没？ ||allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 11:25:07&没留意，
NCP1203是电流型的PWM IC，没注意是峰值电流，还是平均电流 PWM，
我们平常用的UC384x系列是峰值电流模式。
不知上面5种方式的代表IC有哪些呢？ ||jimmmy1125离线LV6高级工程师积分：2926|主题：38|帖子：2786积分:2926LV6高级工程师 13:17:34&不错。。 ||
amanda562离线LV2本网技师积分：107|主题：1|帖子：6积分:107LV2本网技师 09:14:29倒数5&还不错 呵呵 ||
1155050离线LV6高级工程师积分：751|主题：27|帖子：308积分:751LV6高级工程师 15:19:07倒数4&压控：TL494；峰值电流：UC3842；平均电流模式控制：.还有两种就不知道了 ||
allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 14:48:57&大师，没见过呀，介绍一下。。 ||
拒绝变帅离线LV10总工程师积分：12636|主题：66|帖子：5524积分:12636LV10总工程师 14:51:02&我是菜鸟，很菜的那种。 ||
allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 15:53:21&别谦虚，
电流模式的半桥 变压器就没有偏磁的问题么？ ||
wakinwen离线LV2本网技师积分：160|主题：1|帖子：26积分:160LV2本网技师 11:08:54&咋这个文档里面没有“图5”呢？谁提供一个吧。。。 ||allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 15:56:44&峰值电流型控制存在次谐波振荡？？
这是怎么样的现象？？是否有详细的描述？ ||
决战离线LV8副总工程师积分：2087|主题：43|帖子：612积分:2087LV8副总工程师 18:47:19&LZ手里有没有 《开关电源SPICE仿真与实用设计》
我觉得这本书里面讲的电流模式的次谐波振荡挺详细的。 ||
allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 18:58:15&没有，听说中文翻译不好，。。
但上面分析的是说duty小于50%也会有，
之前了解都是duty要大于50%才会产生，很困惑。 ||
决战离线LV8副总工程师积分：2087|主题：43|帖子：612积分:2087LV8副总工程师 19:02:47&看您的回复我又翻了下书，没说小于50%也有啊，只提到了一句“DCM条件下，没有次谐波不稳定性”。 ||
allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 10:15:41&peak current mode缺点：
①占空比大于50%的开环不稳定性，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差；②闭环响应不如平均电流模式控制理想；③容易发生次谐波振荡，即使占空比小于50%，也有发生高频次谐波振荡的可能性。因而需要斜坡补偿......使系统进入次谐波振荡..
很不理解如何会这样？？ ||楚天？离线LV7版主积分：2600|主题：31|帖子：1233积分:2600版主 12:38:10&主要是电流连续问题。在电流连续的时候，由于电流非零，所以电流波形就变成梯形波形了。梯形分解为一个矩形和一个三角形。现在只能控制矩形+三角形的高，但是二者的面积与高度并不成比例。而二者面积才是平均电流。
这也屏蔽啊 ||allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 13:00:35&如下图，peak current mode，有低频振荡。。
||楚天？离线LV7版主积分：2600|主题：31|帖子：1233积分:2600版主 13:16:58&低频是环路问题吧。 ||
allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 13:20:07&认同，正在调试。。 ||
allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 17:39:22&刚刚从另外一台机的pfc供另外一台的pwm工作，纹波好很多，没有负向尖刺。。 ||
allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 19:03:15& ||
楚天？离线LV7版主积分：2600|主题：31|帖子：1233积分:2600版主 19:08:25&还在弄啊？我都睡一觉了。呵呵 ||
allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 13:57:24& ||
楚天？离线LV7版主积分：2600|主题：31|帖子：1233积分:2600版主 13:59:56&100Hz包络？ ||
allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 14:02:41&负向往下冲的部分，
100hz那个脉络还好。。 ||
楚天？离线LV7版主积分：2600|主题：31|帖子：1233积分:2600版主 14:07:06&你说的是负毛刺 ？我还以为是表笔问题呢。
展开看看 ||
allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 14:27:59& ||楚天？离线LV7版主积分：2600|主题：31|帖子：1233积分:2600版主 14:37:57&降低放大倍数试试？ ||
allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 14:41:24&如何降？？
楚天？离线LV7版主积分：2600|主题：31|帖子：1233积分:2600版主 14:49:37&C15是软启动吧？要串联二极管。不然你的零点就太靠前 ||allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 15:54:59&串了二极管，那就需要增加放电电阻了。。
不然重开机，快速开机，软启动就失效了。。 ||
楚天？离线LV7版主积分：2600|主题：31|帖子：1233积分:2600版主 19:21:00&不串二极管肯定不行啊。这么大的电容，零点太靠前了。 ||
allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 19:22:20&零点太靠前会有何问题??? ||
楚天？离线LV7版主积分：2600|主题：31|帖子：1233积分:2600版主 19:31:15&剪切频率会向后移动啊。 ||
allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 21:15:03&??fco会后退？ 其物理含义是？？ ||
楚天？离线LV7版主积分：2600|主题：31|帖子：1233积分:2600版主 22:39:42&不仅Fco右移，如果你没有极点来修正这个零点的话可能问题会更严重。好在你这里用的是电解电容，其ESR在这里相当于极点了。问题还不算太坏。
需要注意的是，如果这个电容是接在误差放大器输出与反馈端的话，引入系统的是个极点。就是说，频率越高，衰减越大。但是如果你把它接到光耦上，那相当于频率越高越容易通过，就好象微分一样。引入系统的是个零点。
你先把这个东东撤掉看看再说吧。 ||
allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 08:34:48&不好意思，那电容实际上是用smd cap实现的。不过有尝试过，无论用e-cap或smd
cap实现，对这个波形都没有影响。。。 ||
天使之光离线LV6高级工程师积分：885|主题：13|帖子：135积分:885LV6高级工程师 22:13:14&兄弟，我有些疑问：
1.为什么电解电容的ESR相当于极点？
2.C15接在431的R和K之间相当于极点，这个好说，你说的接在光偶上是什么意思那，为什么相当于零点？ ||
楚天？离线LV7版主积分：2600|主题：31|帖子：1233积分:2600版主 13:44:52倒数10&好像我搞错了。我得好好想想。 ||
天使之光离线LV6高级工程师积分：885|主题：13|帖子：135积分:885LV6高级工程师 22:15:20&C15我觉得接在K对地，和接在K对R是一样的效果吧，因为地和R对小信号来说都是0，为什么说不一样呢？
C15不能影响到基准的爬升为什么就认为是软起了呢，看不懂。。。 ||
楚天？离线LV7版主积分：2600|主题：31|帖子：1233积分:2600版主 13:46:06倒数9&C15的电压 ||决战离线LV8副总工程师积分：2087|主题：43|帖子：612积分:2087LV8副总工程师 09:32:35&lz上图中的波形是纹波还是动态？&& 貌似中间的那个跌落像是动态。 ||allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 09:35:42&纹波而已。。
不是动态测试，
现在已经判定是PFC影响。。 ||
决战离线LV8副总工程师积分：2087|主题：43|帖子：612积分:2087LV8副总工程师 09:54:11&呵呵，干扰吧？
已经解决了吗 ||
allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 10:23:14&还没搞定。。 ||
天使之光离线LV6高级工程师积分：885|主题：13|帖子：135积分:885LV6高级工程师 22:10:08&我看好像存在一定的测试因素，波形很不干净，楼主可以减小探头的地线环路，并且使用屏蔽性好的探头去测试，采用20M带宽 ||
allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 08:37:37&测试方法是非常标准的，如果不是标准，会比上面测量出来的结果估计要大5倍 ||
天使之光离线LV6高级工程师积分：885|主题：13|帖子：135积分:885LV6高级工程师 22:17:25&环路看起来也不稳定，反正看输出ripple的频率就好了，低频就是认为环路不问，开关频率就是OK的ripple，低频有可能是次频，所以也可能是斜坡补偿问题导致的 ||
allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 09:00:02倒数8&搞定了，PCB 布局问题， 2个走线 2个角度小于90度。。 ||
决战离线LV8副总工程师积分：2087|主题：43|帖子：612积分:2087LV8副总工程师 14:25:24倒数7&恭喜下。
呵呵，让我们也学习到PCB走线角度小于90度时，确实有时候会有问题哈。 ||
allen-leon离线LV7版主积分：6245|主题：161|帖子：5425积分:6245版主 14:58:54倒数6&出现的问题比较奇怪，如28楼波形。。。 ||
天使之光离线LV6高级工程师积分：885|主题：13|帖子：135积分:885LV6高级工程师 22:27:34&连续的时候可以理解楼主的这个没有次谐振的说法，那么断续的时候是三角形，但是三角形的底是不一定的，决定与电感量，高确定的时候，面积是否一定啊，电流为什么能控制得住呢？ ||
楚天？离线LV7版主积分：2600|主题：31|帖子：1233积分:2600版主 12:40:48&S--左--是
怎 么 总 缺 字
天使之光离线LV6高级工程师积分：885|主题：13|帖子：135积分:885LV6高级工程师 22:29:50&1.占空比大于50%的开环不稳定性是什么意思那，大于50%时后闭环也不稳定啊，如果不加斜坡的话；
2.小于50%时不会发生次谐振吧，因为在理论上不可能发生，如果发生了除非参数错了吧，想不通； ||
天使之光离线LV6高级工程师积分：885|主题：13|帖子：135积分:885LV6高级工程师 22:37:25&小信号分析时，输出电感可以忽略，但是大信号动态时是否就不能忽略了呢，也就是可以等效说，动态时电感也决定相应的速度的，电感越大想用越慢，但是环路曲线不会影响？ ||
cx123离线LV6高级工程师积分：1790|主题：43|帖子：532积分:1790LV6高级工程师 23:04:40倒数3& ||
ks-058020离线LV2本网技师积分：147|主题：1|帖子：18积分:147LV2本网技师 00:44:28倒数2&mark 下！！ ||
not2much离线LV8副总工程师积分：3050|主题：37|帖子：1220积分:3050LV8副总工程师最新回复 03:13:20倒数1&和楼主分享一篇影响很广泛的文章，虽然里面有些关于平均电流控制方法值得商榷，但是对比峰值电流和平均电流模式的优缺点还是比较清楚的。
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一种简单有效的限流保护电路
一种简单有效的限流保护电路
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一种简单有效的限流保护电路
摘要：提出了一种简单有效的限流保护电路，论述了该保护电路应用于宽范围输入正激变换器和宽范围输入反激变换器时工作状况的区别，并给出了一个适用于宽范围输入反激变换器的补偿电路。最后的实验结果验证了限流保护电路及补偿电路的工作原理及其有效性。
&&& 关键词：过流保护；正激；反激
过流保护电路是电源产品中不可缺少的一个组成部分，根据其控制方法大致可以分为关断方式和限流方式。限流方式由于其具有电流下垂特性，故障解除后开关电源能自动恢复工作，因此，得到比较广泛的应用。&&& 限流保护电路首先要有一个电流取样环节，目前，一般的做法是串联一个小电阻或者是用霍尔元件来获得电流信号。当取样电流比较小的时候，这两种取样方法都是可取的。但当取样电流比较大时，电阻取样会有较大的损耗，降低了变换器的效率，而霍尔元件取样其体积比较大，且价格昂贵，对整个电源的成本也是个问题。
基于以上考虑，本文提出一种简单有效的限流保护电路，克服了以上两种方式取样大电流时的缺点。它适用于正激、反激等各种变换器，而且成本也比较低。1 限流保护电路工作原理
图1中虚线框外的电路是普通的峰值电流方式的PWM控制电路，利用电流互感器取样峰值电流。图中所示的PWM芯片是ST公司生产的L5991[1]。虚线框内是本文所提出的限流保护电路。它利用峰值电流控制中的电流信号作为输入信号，通过一个由D1，R1，C1组成的峰值保持电路和由运放组成的PI环节得到一个误差信号，在变换器的输出电流超过限定值的时候，该误差信号就会控制PWM芯片的占空比，从而使输出电流保持在限定值。由于D2存在，当输出电流低于限流值时，该部分电路对占空比的控制不起作用。
下面以正激变换器为例，阐述限流保护电路的工作原理。&&& 正激变换器如图2所示。设图1中A点电压为va，B点电压为vb，C点电压为vc，图2中流过开关管的电流为is，电感电流为iL，输出电流为io。电流取样变压器原边电流，即流过开关管的电流is。并作以下假定：
1）二极管D1的导通压降是VD1并保持不变；
2）R1在实际电路中的作用是与C1组成RC吸收网络吸收尖峰，这里假定为零；
3）正激变换器电感L电感量较大，电路工作在CCM模式且电感电流波动较小。
则正激变换器限流保护电路的理论工作波形如图3所示。其一个开关周期可以分为3个工作阶段。
阶段1（t0－t1）t0时刻vg&0，开关管S及二极管DR1导通，iL线性上升，所以，原边电流is也线性上升，va也随之上升，此时间段va－vb&VD1，二极管D1处于关断状态，vb通过R3放电，呈下降趋势。
阶段2（t1－t2）t1时刻va－vb&VD1，二极管D1开始导通，vb随着va线性上升。
阶段3（t2－t3）t2时刻vg=0，S关断，is=0，则va=0，二极管D1关断，vb通过R3放电，直到下一周期的到来。
从图3中可以看到vb是一个波动的电压，但是在实际电路中，由于图1中时间常数R3C1取得比较大，vb的波动很小，可以近似为一个直流电压。
根据假定3)，电感电流的波动较小，即va的斜率比较小，另外VD1较小(是因为流过二极管的电流很小，实验中采用1N5819实测值为200mV左右)，则vb的值近似地等于vaD(va在DT时间内的平均值)。从图3中可以看到VaD与输出电流io成正比，也即vb近似与输出电流io成正比，假定vb=Kio，K为常数。
我们知道，当限流保护电路工作并达到稳定状态时，vb=vc=vref=Kio，此时输出电流io即为限流保护值。因此，通过改变参考电压Vref即可改变限流保护值。2 限流保护点补偿电路
在输出电压一定，输入电压为宽范围时，由于占空比随着输入电压的变化而变化，应用于不同的拓扑，限流保护电路的工作情况会有所不同，下面以正激和反激式变换器为例进行理论分析。
在分析之前先作一个假定：由前面分析已经知道vb的值近似等于vaD，在此令vb=vaD，并且在以下的波形图中都以直流电压出现。
2.1 正激变换器
根据限流保护电路的工作原理及以上假定，则有
vb=vaD=isDn2R=ilon2R/n1=ion2R/n1&&& （1）
io=n1vb/n2R&& （2）
式中：isD为is在DT时间内的平均值；n1为变压器原副边匝数比；
n2为电流互感器原副边匝数比；
iLo为电感电流一个周期内的平均值。
当限流保护电路工作并达到稳定状态时，vb=vc=Vref，io即为限流保护值iomax。则
iomax=n1Vref/n2R&&& （3）&&& 从式（3）中可以看到，n1，n2，R为常数，在Vref一定的条件下，iomax是个恒定值，并不随输入电压的变化而变化。
2.2 反激变换器
反激变换器如图4所示，同样有
vb=vaD=isDn2R=iLon2R=(iDD'n2R)/n1=(ion2R)/n1D'&&& （4）
io=(D'n1vb)/n2R=[(1-D)n1vb]/n2R&& （5）
式中：iLo为电感电流一个周期内的平均值（反激变换器的电感即变压器原边励磁电感）；
iDD′为流过副边二极管D的电流iD在(1－D)T时间内的平均值。
又有Vout=VinD/n1(1-D)&&& （6）
推出D=n1Vout/(n1Vout+Vin)（7）
将式（7）代入式（5）得
io=[1-(n1Vout/n1Vout+Vin)n1vb]/n2R&&& （8）
当限流保护电路工作并达到稳定状态时，vb=vc=Vref，io即为限流保护值iomax。则
iomax=[1-(n1Vout/n1Vout+Vin)n1Vref]/n2R（9）&&& 从式（9）中可以看到，n1，n2，R为常数，在Vout及Vref一定的条件下，iomax随着Vin的增大而增大。
比较式（1）和式（4）可以发现：在vb一定时（即限流保护电路工作并达到稳定状态时参考电压Vref一定），不管是正激变换器还是反激变换器，电感电流平均值iLo都不随输入电压的变化而变化。造成两者区别的关键在于：正激变换器的输出电流是连续的而反激变换器的输出电流是断续的。对于正激变换器来说io=iLo，而对于反激变换器来说io=n1（1－D）iLo。由于在输出电压一定时，占空比D会随着输入电压的变化而变化，因此，反激变换器的限流值将会随着输入电压的变化而变化。
图5和图6分别给出了假定io不变时，不同输入电压正激变换器和反激变换器限流保护电路的理论波形，图中输入电压Vin2&Vin1。
根据以上分析可知，当参考电压恒定时，正激变换器限流值也是恒定的，跟输入电压没有关系。这里需要指出的是：以上的理论分析是基于vb=vaD的假定，当输入电压变化时，vb=vaD的近似程度也会不同，所以，实际上正激变换器限流值
也会随着输入电压的变化而变化，只是波动很小，这个在之后的实验结果中可以看到。&&& 反激变换器限流值随着输入电压的变化而有较大变化，因此，需要采用一定的措施来进行补偿，使限流值的变化在可以接受的范围之内。从式（9）中可知限流值随着输入电压的增大而增大，也即假定限流值不变的话，vb随着输入电压的增大而减少。因此，需要对vb作一定的补偿，补偿电压应随着输入电压的增大而增大，从而来抵消vb的变化。用输入电压来作为补偿信号是一种可以选用的方法。输入电压通过一个电阻接到图1的C点，如图4虚线所示，此时限流保护电路工作并达到稳定状态时，vc不再等于vb，而是
vc=vb＋[(vin-vb)R2]/(R2+R4)
vc的第一部分vb随着Vin的增大而减小，而第二部分随着Vin的增大而增大，从而达到抵消的目的。R4的取值理论上可以根据最大输入电压和最小输入电压时vc相等来求得（R2取值已定的情况下），再在具体实验中进行微调，以求得到最小的限流值变化范围。
3 实验结果
一个带有本文所提出的限流保护电路的正激变换器，和一个带有限流保护电路和补偿电路的反激变换器验证了上述的理论结果，其电路参数如表1所列。
表1 电路参数
输入电压/V
输出电压/V
输出功率/W
工作频率/kHz
图7给出的是输入电压12V，电路满载工作时的限流保护电路工作波形，从图中可以看到，它的实际电路波形跟理论波形是一致的。
图8及图9分别给出了输入电压分别为9V，12V，15V，电路满载工作时正激变换器和反激变换器限流保护电路va的波形，与图5和图6的理论波形也是一致的。
图10则给出了正激，反激补偿前和反激补偿后实测限流值随输入电压变化的曲线。正激变换器限流值随着输入电压变化基本不变，而反激变换器限流值在补偿前随输入电压的变化有较大的波动。但是，在加了补偿电路之后反激变换器限流值的稳定性有了明显的改善，证明了该补偿电路的有效性。4 结语
本文提出的限流保护电路具有简单有效的特点，克服了电路工作电流比较大时电阻取样消耗功率大和霍尔元件取样体积大，成本高的缺点。
本文分析了该限流保护电路应用于正激和反激变换器时的工作情况，并且提出了应用于宽范围反激变换器时的一个简单有效的补偿电路。对于别的拓扑需不需要附加补偿电路，读者可根据输出电流是连续还是断续自行分析。
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