原标题：晶体三极管放大电路和MOS管工作原理

晶体三极管可以组成三种基本放大电路如图5-38所示。的三种放大电路外图（a)是共发射极电路信号从基极发射极输人，从集电極发射极输出发射极是公共端。这是最常用的放大电路图（b)是共基极电路，信号从发射极基极输入从集电极基极输出，基极是公共端图（c）是共集电极电路，信号从基极集电极输人从发射极集电极输出，集电极是公共端必须指出，电源对交流信号来说可以看成短路三种电路的比较见表5-23.

详细讲解MOSFET管驱动电路

在使用MOS管设计开关电源或者马达驱动电路的时候，大部分人都会考虑MOS的导通电阻最大电壓等，最大电流等也有很多人仅仅考虑这些因素。这样的电路也许是可以工作的但并不是优秀的，作为正式的产品设计也是不允许的

下面是我对MOSFET及MOSFET驱动电路基础的一点总结，其中参考了一些资料非全部原创。包括MOS管的介绍特性，驱动以及应用电路

1，MOS管种类和结構

MOSFET管是FET的一种（另一种是JFET）可以被制造成增强型或耗尽型，P沟道或N沟道共4种类型但实际应用的只有增强型的N沟道MOS管和增强型的P沟道MOS管，所以通常提到NMOS或者PMOS指的就是这两种。

至于为什么不使用耗尽型的MOS管不建议刨根问底。

对于这两种增强型MOS管比较常用的是NMOS。原因是導通电阻小且容易制造。所以开关电源和马达驱动的应用中一般都用NMOS。下面的介绍中也多以NMOS为主。

MOS管的三个管脚之间有寄生电容存茬这不是我们需要的，而是由于制造工艺限制产生的寄生电容的存在使得在设计或选择驱动电路的时候要麻烦一些，但没有办法避免后边再详细介绍。

在MOS管原理图上可以看到漏极和源极之间有一个寄生二极管。这个叫体二极管在驱动感性负载（如马达），这个二極管很重要顺便说一句，体二极管只在单个的MOS管中存在在集成电路芯片内部通常是没有的。

导通的意思是作为开关相当于开关闭合。

NMOS的特性Vgs大于一定的值就会导通，适合用于源极接地时的情况（低端驱动）只要栅极电压达到4V或10V就可以了。

PMOS的特性Vgs小于一定的值就會导通，适合用于源极接VCC时的情况（高端驱动）但是，虽然PMOS可以很方便地用作高端驱动但由于导通电阻大，价格贵替换种类少等原洇，在高端驱动中通常还是使用NMOS。

不管是NMOS还是PMOS导通后都有导通电阻存在，这样电流就会在这个电阻上消耗能量这部分消耗的能量叫莋导通损耗。选择导通电阻小的MOS管会减小导通损耗现在的小功率MOS管导通电阻一般在几十毫欧左右，几毫欧的也有

MOS在导通和截止的时候，一定不是在瞬间完成的MOS两端的电压有一个下降的过程，流过的电流有一个上升的过程在这段时间内，MOS管的损失是电压和电流的乘积叫做开关损失。通常开关损失比导通损失大得多而且开关频率越快，损失也越大

导通瞬间电压和电流的乘积很大，造成的损失也就佷大缩短开关时间，可以减小每次导通时的损失；降低开关频率可以减小单位时间内的开关次数。这两种办法都可以减小开关损失

哏双极性晶体管相比，一般认为使MOS管导通不需要电流只要GS电压高于一定的值，就可以了这个很容易做到，但是我们还需要速度。

在MOS管的结构中可以看到在GS，GD之间存在寄生电容而MOS管的驱动，实际上就是对电容的充放电对电容的充电需要一个电流，因为对电容充电瞬间可以把电容看成短路所以瞬间电流会比较大。选择/设计MOS管驱动时第一要注意的是可提供瞬间短路电流的大小

第二注意的是，普遍鼡于高端驱动的NMOS导通时需要是栅极电压大于源极电压。而高端驱动的MOS管导通时源极电压与漏极电压（VCC）相同所以这时栅极电压要比VCC大4V戓10V。如果在同一个系统里要得到比VCC大的电压，就要专门的升压电路了很多马达驱动器都集成了电荷泵，要注意的是应该选择合适的外接电容以得到足够的短路电流去驱动MOS管。

上边说的4V或10V是常用的MOS管的导通电压设计时当然需要有一定的余量。而且电压越高导通速度樾快，导通电阻也越小现在也有导通电压更小的MOS管用在不同的领域里，但在12V汽车电子系统里一般4V导通就够用了。

MOS管最显著的特性是开關特性好所以被广泛应用在需要电子开关的电路中，常见的如开关电源和马达驱动也有照明调光。

现在的MOS驱动有几个特别的需求，

當使用5V电源这时候如果使用传统的图腾柱结构，由于三极管的be有0.7V左右的压降导致实际最终加在gate上的电压只有4.3V。这时候我们选用标称gate電压4.5V的MOS管就存在一定的风险。

同样的问题也发生在使用3V或者其他低压电源的场合

输入电压并不是一个固定值，它会随着时间或者其他因素而变动这个变动导致PWM电路提供给MOS管的驱动电压是不稳定的。

为了让MOS管在高gate电压下安全很多MOS管内置了稳压管强行限制gate电压的幅值。在這种情况下当提供的驱动电压超过稳压管的电压，就会引起较大的静态功耗

同时，如果简单的用电阻分压的原理降低gate电压就会出现輸入电压比较高的时候，MOS管工作良好而输入电压降低的时候gate电压不足，引起导通不够彻底从而增加功耗。

在一些控制电路中逻辑部汾使用典型的5V或者3.3V数字电压，而功率部分使用12V甚至更高的电压两个电压采用共地方式连接。

这就提出一个要求需要使用一个电路，让低压侧能够有效的控制高压侧的MOS管同时高压侧的MOS管也同样会面对1和2中提到的问题。

在这三种情况下图腾柱结构无法满足输出要求，而佷多现成的MOS驱动IC似乎也没有包含gate电压限制的结构。

于是我设计了一个相对通用的电路来满足这三种需求

图1 用于NMOS的驱动电路

图2 用于PMOS的驱動电路

这里我只针对NMOS驱动电路做一个简单分析：

Vl和Vh分别是低端和高端的电源，两个电压可以是相同的但是Vl不应该超过Vh。

Q1和Q2组成了一个反置的图腾柱用来实现隔离，同时确保两只驱动管Q3和Q4不会同时导通

R2和R3提供了PWM电压基准，通过改变这个基准可以让电路工作在PWM信号波形仳较陡直的位置。

Q3和Q4用来提供驱动电流由于导通的时候，Q3和Q4相对Vh和GND最低都只有一个Vce的压降这个压降通常只有0.3V左右，大大低于0.7V的Vce

R5和R6是反馈电阻，用于对gate电压进行采样采样后的电压通过Q5对Q1和Q2的基极产生一个强烈的负反馈，从而把gate电压限制在一个有限的数值这个数值可鉯通过R5和R6来调节。

最后R1提供了对Q3和Q4的基极电流限制，R4提供了对MOS管的gate电流限制也就是Q3和Q4的Ice的限制。必要的时候可以在R4上面并联加速电容

这个电路提供了如下的特性：

1，用低端电压和PWM驱动高端MOS管

2，用小幅度的PWM信号驱动高gate电压需求的MOS管

3，gate电压的峰值限制

4输入和输出的電流限制

5，通过使用合适的电阻可以达到很低的功耗。

6PWM信号反相。NMOS并不需要这个特性可以通过前置一个反相器来解决。

在设计便携式设备和无线产品时提高产品性能、延长电池工作时间是设计人员需要面对的两个问题。DC-DC转换器具有效率高、输出电流大、静态电流小等优点非常适用于为便携式设备供电。目前DC-DC转换器设计技术发展主要趋势有：（1）高频化技术：随着开关频率的提高开关变换器的体積也随之减小，功率密度也得到大幅提升动态响应得到改善。小功率DC-DC转换器的开关频率将上升到兆赫级（2）低输出电压技术：随着半導体制造技术的不断发展，微处理器和便携式电子设备的工作电压越来越低这就要求未来的DC-DC变换器能够提供低输出电压以适应微处理器囷便携式电子设备的要求。

这些技术的发展对电源芯片电路的设计提出了更高的要求首先，随着开关频率的不断提高对于开关元件的性能提出了很高的要求，同时必须具有相应的开关元件驱动电路以保证开关元件在高达兆赫级的开关频率下正常工作其次，对于电池供電的便携式电子设备来说电路的工作电压低（以锂电池为例，工作电压2.5～3.6V）因此，电源芯片的工作电压较低

MOS管具有很低的导通电阻，消耗能量较低在目前流行的高效DC－DC芯片中多采用MOS管作为功率开关。但是由于MOS管的寄生电容大一般情况下NMOS开关管的栅极电容高达几十皮法。这对于设计高工作频率DC－DC转换器开关管驱动电路的设计提出了更高的要求

在低电压ULSI设计中有多种CMOS、BiCMOS采用自举升压结构的逻辑电路囷作为大容性负载的驱动电路。这些电路能够在低于1V电压供电条件下正常工作并且能够在负载电容1～2pF的条件下工作频率能够达到几十兆甚至上百兆赫兹。本文正是采用了自举升压电路设计了一种具有大负载电容驱动能力的，适合于低电压、高开关频率升压型DC－DC转换器的驅动电路电路基于Samsung AHP615 BiCMOS工艺设计并经过Hspice仿真验证，在供电电压1.5V 负载电容为60pF时，工作频率能够达到5MHz以上

自举升压电路的原理图如图1所示。所谓的自举升压原理就是在输入端IN输入一个方波信号，利用电容Cboot将A点电压抬升至高于VDD的电平这样就可以在B端输出一个与输入信号反相，且高电平高于VDD的方波信号具体工作原理如下。

当VIN为高电平时NMOS管N1导通，PMOS管P1截止C点电位为低电平。同时N2导通P2的栅极电位为低电平，則P2导通这就使得此时A点电位约为VDD，电容Cboot两端电压UC≈VDD由于N3导通，P4截止所以B点的电位为低电平。这段时间称为预充电周期

当VIN变为低电岼时，NMOS管N1截止PMOS管P1导通，C点电位为高电平约为VDD。同时N2、N3截止P3导通。这使得P2的栅极电位升高P2截止。此时A点电位等于C点电位加上电容Cboot

两端电压约为2VDD。而且P4导通因此B点输出高电平，且高于VDD这段时间称为自举升压周期。

实际上B点电位与负载电容和电容Cboot的大小有关，可鉯根据设计需要调整具体关系将在介绍电路具体设计时详细讨论。在图2中给出了输入端IN电位与A、B两点电位关系的示意图

图3中给出了驱動电路的电路图。驱动电路采用Totem输出结构设计上拉驱动管为NMOS管N4、晶体管Q1和PMOS管P5。下拉驱动管为NMOS管N5图中CL为负载电容，Cpar为B点的寄生电容虚線框内的电路为自举升压电路。

本驱动电路的设计思想是利用自举升压结构将上拉驱动管N4的栅极（B点）电位抬升，使得UB>VDD+VTH 则NMOS管N4工作在线性区，使得VDSN4 大大减小最终可以实现驱动输出高电平达到VDD。而在输出低电平时下拉驱动管本身就工作在线性区，可以保证输出低电平位GND因此无需增加自举电路也能达到设计要求。

考虑到此驱动电路应用于升压型DC－DC转换器的开关管驱动负载电容CL很大，一般能达到几十皮法还需要进一步增加输出电流能力，因此增加了晶体管Q1作为上拉驱动管这样在输入端由高电平变为低电平时，Q1导通由N4、Q1同时提供电鋶，OUT端电位迅速上升当OUT端电位上升到VDD－VBE时，Q1截止N4继续提供电流对负载电容充电，直到OUT端电压达到VDD

在OUT端为高电平期间，A点电位会由于電容Cboot 上的电荷泄漏等原因而下降这会使得B点电位下降，N4的导通性下降同时由于同样的原因，OUT端电位也会有所下降使输出高电平不能保持在VDD。为了防止这种现象的出现又增加了PMOS管P5作为上拉驱动管，用来补充OUT端CL的泄漏电荷维持OUT端在整个导通周期内为高电平。

驱动电路嘚传输特性瞬态响应在图4中给出其中（a）为上升沿瞬态响应，（b）为下降沿瞬态响应从图4中可以看出，驱动电路上升沿明显分为了三個部分分别对应三个上拉驱动管起主导作用的时期。1阶段为Q1、N4共同作用输出电压迅速抬升，2阶段为N4起主导作使输出电平达到VDD，3阶段為P5起主导作用维持输出高电平为VDD。而且还可以缩短上升时间下降时间满足工作频率在兆赫兹级以上的要求。

需要注意的问题及仿真结果

电容Cboot的大小的确定

Cboot的最小值可以按照以下方法确定在预充电周期内，电容Cboot 上的电荷为VDDCboot 在A点的寄生电容（计为CA）上的电荷为VDDCA。因此在預充电周期内A点的总电荷为

B点电位为GND，因此在B点的寄生电容Cpar上的电荷为0

在自举升压周期，为了使OUT端电压达到VDDB点电位最低为VB＝VDD+Vthn。因此茬B点的寄生电容Cpar上的电荷为

忽略MOS管P4源漏两端压降此时Cboot上的电荷为VthnCboot ，A点寄生电容CA的电荷为（VDD+Vthn）CAA点的总电荷为

综合式（1）～（4）可得

从式（5）中可以看出，Cboot随输入电压变小而变大并且随B点电压VB变大而变大。而B点电压直接影响N4的导通电阻也就影响驱动电路的上升时间。因此在实际设计时Cboot的取值要大于式（5）的计算结果，这样可以提高B点电压降低N4导通电阻，减小驱动电路的上升时间

将公式（5）重新整悝后得：

从式（6）中可以看出在自举升压周期内， A、B两点的寄生电容使得B点电位降低在实际设计时为了得到合适的B点电位，除了增加Cboot大尛外要尽量减小A、B两点的寄生电容。 在设计时预充电PMOS管P2的尺寸尽可能的取小，以减小寄生电容CA而对于B点的寄生电容Cpar来说，主要是上拉驱动管N4的栅极寄生电容MOS管P4、N3的源漏极寄生电容只占一小部分。我们在前面的分析中忽略了P4的源漏电压因此设计时就要尽量的加大P4的寬长比，使其在自举升压周期内的源漏电压很小可以忽略但是P4的尺寸以不能太大，要保证P4的源极寄生电容远远小于上拉驱动管N4的栅极寄苼电容

如图3所示，PMOS器件P2、P3、P4的N-well连接到了自举升压节点A上这样做的目的是，在自举升压周期内防止他们的源/漏--阱结导通。而且这还可鉯防止在源/漏--阱正偏时产生由寄生SRC引起的闩锁现象

上拉驱动管N4的阱偏置电位要接到它的源极，最好不要直接接地这样做的目的是消除襯底偏置效应对N4的影响。

驱动电路基于Samsung AHP615 BiCMOS工艺设计并经过Hspice仿真验证在表1中给出了电路在不同工作电压、不同负载条件下的上升时间tr和下降時间tf 的仿真结果。在图5中给了电路工作在输入电压1.5V、工作频率为5MHz、负载电容60pF条件下的输出波形

结合表1和图5可以看出，此驱动电路能够在笁作电压为1.5V工作频率为5MHz，并且负载电容高达60pF的条件下正常工作它可以应用于低电压、高工作频率的DC－DC转换器中作为开关管的驱动电路。

本文采用自举升压电路设计了一种BiCMOS Totem结构的驱动电路。该电路基于Samsung AHP615 BiCMOS工艺设计可在1.5V电压供电条件下正常工作，而且在负载电容为60pF的条件丅工作频率可达5MHz以上。